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Simulation et étude expérimentale d'un hacheur dévolteur à base d'un MOSFET (Metal Oxyde Semiconductor Field Effect Transistor)( Télécharger le fichier original )par Oussama Demane Université de Batna - Master en génie électrique 2011 |
DE PUISSANCEIntroductionL'électronique de puissance utilise des semi-conducteurs pour réaliser les fonctions de commutation (interrupteur) ; Un interrupteur peut être formé par un seul semi-conducteur ou par un groupement en série ou en parallèle de plusieurs semi-conducteurs. Les commutateurs non commandés sont réalisés par les diodes de puissance. Lorsque les applications nécessitent une intervention extérieure, les composants commandables entrent en jeu : parmi ceux-ci, ce chapitre se limite à l'étude des thyristors et des transistors de puissance bipolaires ou MOS. Un bref aperçu du transistor IGBT, plus moderne, est présenté pour terminer [1]. I.1. Diode de puissanceLa diode de puissance (Fig.I-1) est un composant non commandable (ni à la fermeture ni à l'ouverture). Elle n'est pas réversible en tension et ne supporte qu'une tension anode-cathode négative (VAK < 0) à l'état bloqué. Elle n'est pas réversible en courant et ne supporte qu'un courant dans le sens anode-cathode positif à l'état passant (iAK > 0) [2].
Figure I-1 : Diode de puissance. I.2.1. Fonctionnement parfaitLe fonctionnement de la diode s'opère suivant deux modes : > diode passante (ou ON), tension VAK = 0 pour iAK > 0 ; > diode bloquée (ou OFF), tension iAK = 0 pour VAK < 0 . On dit aussi que la diode a une caractéristique à deux segments.
Figure I-2 : Caractéristique de la diode parfaite. En résumé, une diode se comporte comme un interrupteur parfait dont les commutations sont exclusivement spontanées : > Il est fermé (ON) tant que le courant qui le traverse est positif (conventions de la Fig.I-1). Ø Il est ouvert (OFF) tant que la tension à ses bornes est négative [2]. I.2.2. Fonctionnement réelLe fonctionnement réel est toujours caractérisé par ses deux états : > à l'état passant : VAK H 0, le courant direct est limité au courant direct maximal ; > à l'état bloqué : iAK H 0, la tension inverse est limitée (phénomène de claquage par avalanche) à la tension inverse maximale [2].
Figure I-3 : Caractéristique de la diode réelle. I.3. ThyristorLe thyristor est un composant commandé à la fermeture, mais pas à l'ouverture (Fig.I-4). Il est réversible en tension et supporte des tensions VAK aussi bien positive que négative. Il n'est pas réversible en courant et ne permet que des courants iAK positifs, c'est à dire dans le sens anode-cathode, à l'état passant [3].
Figure I-4 : Symbole du thyristor. I.3.1. Fonctionnement parfaitLe composant est bloqué (OFF) si le courant iAK est nul (quelque soit la tension VAK). Si la tension VAK est positive, le thyristor est amorçable. L'amorçage (A) est obtenu par un courant de gâchette iG positif d'amplitude suffisante alors que la tension VAK est positive. L'état passant (ON) est caractérisé par une tension VAK nulle et un courant iAK positif. Le blocage (B) apparaît dès l'annulation du courant iAK, On ne peut pas commander ce changement, mais on en distingue deux types : La commutation naturelle par annulation du courant iAK ou la commutation forcée par inversion de la tension VAK.
Figure I-5 : caractéristique du thyristor. On peut remarquer que le thyristor a une caractéristique à trois segments, c'est à dire qu'une des grandeurs est bidirectionnelle en la tension [3]. Ø Blocage par commutation naturelle Ce blocage intervient par extinction naturelle du courant anode-cathode. Le montage de la Fig.I-6 fournit un exemple de commutation naturelle qui se traduit par les chronogrammes de la Fig.I-7 [3].
Figure I-6
Figure I-7 : Schéma de blocage de thyristor par commutation naturelle. Ø Blocage par commutation forcée Ce blocage est imposé par la mise en conduction d'un autre composant, qui applique une tension négative aux bornes du thyristor, provoquant donc son extinction. Les deux thyristors sont initialement bloqués. Dès que ThP est amorcé, il conduit et assure le courant iP dans la charge [3].
Figure I-8 : Montage avec circuit d'extinction. Dès l'amorçage de ThE, la tension VAK = --UC est donc négative et bloque ThP
Figure I-9 : Schéma de blocage de thyristor par commutation forcée. I.3.2. Fonctionnement réel Le fonctionnement réel est caractérisé par ses deux états, Fig.I-10 :
Figure I-10 : Caractéristique du thyristor réel. Ø Amorçage Pour assurer l'amorçage du composant, l'impulsion de gâchette doit se maintenir tant que le courant d'anode n'a pas atteint le courant de maintien Ih. La largeur de l'impulsion de gâchette dépend donc du type de la charge alimentée par le thyristor. Sa durée sera d'autant plus importante que la charge sera inductive Fig.I-11 [2].
Figure I-11 : Évolution du courant iAK à l'amorçage. Ø Blocage Après annulation du courant iAK, la tension VAK doit devenir négative pendant un temps au mois égal au temps d'application de tension inverse tq (tq H100 us). Si ce temps n'est pas respecté, le thyristor risque de se réamorcer spontanément dès que VAK tend à redevenir positive, même durant un court instant Fig.I-12 [2].
Figure I-12 : Évolution du courant iAK au blocage. I.4. Le thyristor GTO (Gate Turn Off)Par rapport au thyristor classique, le thyristor GTO est en plus commandable à l'ouverture par un courant iG négatif. Ce composant entièrement commandable est à 3 segments. Du point de vu de sa commande, puisque la gâchette est parcourue en permanence lors de la phase de conduction par le courant iG. Sa commande est donc plus difficile à mettre en Suvre que pour les composants à grille isolée. Un autre inconvénient est la présence de pertes importantes lors de l'ouverture (le courant met un certain temps à s'annuler) [4].
Figure I-13 : Symboles, Caractéristiques réelle et idéale d'un Thyristor GTO. I.5. Transistor bipolaire de puissance (Bipolar Junction Transistor : BJT)Parmi les deux types, NPN et PNP, le transistor de puissance existe essentiellement dans la première catégorie Fig.I-14. Le transistor est un composant totalement commandé : à la fermeture et à l'ouverture. Il n'est pas réversible en courant, ne laissant passer que des courants de collecteur iC positifs. Il n'est pas réversible en tension, n'acceptant que des tensions VCE positives lorsqu'il est bloqué [3].
Figure I-14 : transistor NPN de puissance. I.5.1. Fonctionnement parfait Le transistor possède deux types de fonctionnement : le mode en commutation est employé en électronique de puissance tandis que le fonctionnement linéaire est plutôt utilisé en amplification de signaux. Dans son mode de fonctionnement linéaire, le transistor se comporte comme une source de courant iC commandée par le courant iB. Dans ce cas, la tension VCE est imposée par le circuit extérieur. La Fig.I-15 propose l'évolution des grandeurs entre le blocage, le fonctionnement linéaire et la saturation [3].
Figure I-15 : Modes de fonctionnement.
Figure I-16 : Caractéristique du transistor parfait. I.5.2. Fonctionnement réelLe composant réel subit quelques différences par rapport à l'élément parfait. Ø A l'état saturé ü le transistor est limité en puissance : courbe limite dans le plan (VCE, iC), l'hyperbole de dissipation maximale ; ü le courant maximal moyen de collecteur est donc lui aussi limité (ICmax) ; ü la tension VCE n'est pas tout à fait nulle (VCEsat ` 0). Ø A l'état bloqué ü la tension VCE ne peut dépasser une tension (VCE0) qui provoquerait de claquage de la jonction ; ü un courant résiduel dû aux porteurs minoritaires circule dans le collecteur (ICB0). I.5.3. Choix d'un transistorAprès avoir établi les chronogrammes de fonctionnement (VCE et iC ), on calcule les valeurs extrêmes prises par : Ø la tension VCE (à l'état bloqué) ; Ø le courant maxi iC (à l'état saturé). Par sécurité de dimensionnement, on applique un coefficient de sécurité (1,2 à 2) à ces valeurs. Elles doivent être supportées par le composant choisi. On doit ensuite déterminer le courant iB (> iC/2) que doit délivrer la commande [2]. I.5.4. Commutation du transistorLe passage de l'état saturé à l'état bloqué (ou inversement) ne s'effectue pas instantanément. Ce phénomène doit être systématiquement étudié si les commutations sont fréquentes (fonctionnement en haute fréquence), car il engendre des pertes qui sont souvent prépondérantes. Ø À la fermeture Un retard de croissance de iC apparaît à la saturation. Le constructeur indique le temps de retard (delay time) noté td et le temps de croissance (rise time) noté tr , Fig.I-17. La tension VCE est alors imposée par le circuit extérieur (charge, alimentation) et par l'allure de iC. Ø À l'ouverture
Le courant de collecteur iC ne s'annule pas instantanément. Le constructeur indique le temps de stockage (storage time) noté ts , correspondant à l'évacuation des charges stockées (ce temps dépend du coefficient de saturation 2.iB/ ) et le temps de descente (fall time) noté tf , (Fig.I-17) [2].
Figure I-17 : Définitions des relatives à la commutation du transistor bipolaire. I.6. Transistor MOS et MOSFET (Metal Oxyde Semiconductor Field Effect Transistor)Le transistor MOS est un composant totalement commandé à la fermeture et à l'ouverture. Il est rendu passant grâce à une tension VGS positive (de l'ordre de quelques volts). La grille est isolée du reste du transistor, ce qui procure une impédance grille-source très élevée. La grille n'absorbe donc aucun courant en régime permanent. La jonction drain-source est alors assimilable à une résistance très faible : RDS de quelques mi On le bloque en annulant VGS, RDS devient alors très élevée [2].
Figure I-18: transistor MOS. I.6.1. Fonctionnement parfaitØ Transistor ouvert (OFF) : État obtenu en annulant la tension VGS de commande, procurant une impédance drain-source très élevée, ce qui annule le courant de drain iD. La tension VDS est fixée par le circuit extérieur. L'équivalent est un interrupteur ouvert. Ø Transistor fermé (ON) : Une tension VGS positive rend RDS très faible et permet au courant iD de croître. L'équivalent est un interrupteur fermé [3].
Figure I-19 : Caractéristique du transistor MOS. I.6.2. Limites de fonctionnementComparables à celles des transistors bipolaires. De par sa technologie, le transistor MOS est entaché de moins de défauts que le bipolaire. Les grandes différences sont : Ø Une commande en tension plus aisée à réaliser. En régime statique, le courant de grille est quasi nul. Il n'apparaît que durant les commutations car la capacité de la jonction Grille-source impose des charges dans le circuit de grille ; Ø Peu de charges stockées car la technologie n'est pas bipolaire. En conséquence, en régime de commutations, seules les durées tr et tf sont influentes [2]. I.6.3. La protection de la grille du MOSEFT
A cause de la présence des oscillations, dans le circuit de grille au moment de l'amorçage du transistor, qui peuvent produire des surtensions dépassant la valeur VGSmax, une diode zener placée en inverse entre la grille et la source limite la tension a l'entrée du transistor en cas d'oscillations excédentaires [4].
Figure I-20 : Élément de protection de la grille du MOSFET I.7. Transistor IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)Le transistor bipolaire assure une chute de tension à l'état passant (VCE) plus favorable que le MOSFET. Par contre, c'est le MOSFET qui est plus avantageux en raison de sa commande en tension. Un transistor hybride, commande MOS en tension et circuit de puissance bipolaire, permet de meilleures performances : c'est le transistor IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Ses caractéristiques sont reprises de celles du transistor bipolaire : VCEsat et iCsat [5].
Figure I-21 : Symbole et Caractéristiques idéale d'un transistor IGBT. I.8. Comparaison entre les différents interrupteurs entièrement commandablesOn doit rester très prudent lorsque l'on désire comparer les différents interrupteurs présentés dans les précédents paragraphes car de nombreuses propriétés rentrent en compte et les caractéristiques de ces composants évaluent encor de façon rapide et importante. Le tableau 2-1 permet d'avoir une vue d'ensemble de leurs performances [6].
Tableau 2-1 : Propriétés relatives des interrupteurs commandables. I.9. ConclusionDans ce chapitre nous avons fait une étude sur le fonctionnement parfait et réel des semi-conducteurs. Ces derniers sont très utilisés dans les convertisseurs statiques actuels, leurs utilisations dépendent de la puissance et de la fréquence appliquées. En effet, le prochain chapitre sera consacré à l'étude des hacheurs (convertisseur continu-continu). | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
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Car:
Vs = - Vd = #177;E + (1-2).Vs (II-5)
Remarque
La pente de iL est :
de [0 , #177;T[ (II-6)
de [#177;T , 2T[ (II-7)
On suppose pour cela que l'ondulation de tension de sortie est négligeable et dans le cas de la conduction continue.
. (II-8)
En effet, on a :
VL = E - Vs de [0 , #177;T[ (II-9)
VL = - Vs de [#177;T , 2T[ (II-10)
(II-11)
(II-12)On a, à la limite de la conduction discontinue:
=
.
. .
Donc :
.
=
=
.
.
.
.( )
(II-14)
.
.
(II-13)
On a VS = #177;.E donc l'équation précédente sera:
=
.
.( )
(II-15)
. .
· Calcul de l'ondulation de courant crête à crête dans l'inductance L
~ = .( )
.
(II-16)
Nous allons être amenés à distinguer deux cas : la conduction continue et la conduction discontinue.
Ø Dans le premier, le courant de sortie est suffisamment fort et le courant dans l'inductance ne s'annule jamais, même avec l'ondulation due au découpage.
Ø Dans le second, le courant de sortie moyen est bien entendu positif, mais, en raison de sa faible valeur moyenne, l'ondulation du courant dans l'inductance peut amener ce dernier à s'annuler. Or, les interrupteurs étant unidirectionnels, le courant ne peut changer de signe et reste à 0.
Les formes d'ondes données maintenant supposent que les composants sont tous parfais et que tension et courant de sortie VS et iS, peuvent être assimilés à leur valeur moyenne (ondulation de sortie négligées).
Conduction continue Conduction discontinue
Figure II-3 : Forme d'onde d'un hacheur série.
Figure II-4 : Schéma d'un hacheur Parallèle.
Dans ce hacheur la tension moyenne de sortie est supérieure à la tension d'entrée, d'où son nom. Cette structure demande un interrupteur commandé à l'amorçage et au blocage (transistor bipolaire, transistor MOS ou IJBT&) et une diode (amorçage et blocage spontanés) [8].
L'inductance permet de lisser le courant appelé sur la source, la capacité C permet de limiter l'ondulation de tension en sortie.
Lors de la première partie du cycle de fonctionnement de 0 à #177;T, l'interrupteur commandé est fermé (passant). Cette fois, la source et la charge ne sont pas en contact durant cette phase. La diode est alors bloquée.
Lors de la seconde partie du cycle de #177;T à T, on ouvre l'interrupteur commandé et la diode devient passante, c'est alors que la source et la charge sont reliées [9].
· Valeur moyenne de sortie
On sait que la tension moyenne aux bornes de l'inductance est nulle donc on a en conduction continue:
E.#177;.T = (-E+Vs).(1-#177;).T (II-17)
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#177; est inférieur à 1, la tension moyenne de sortie est bien supérieure à la tension d'entrée.
· La relation entre le courant de sortie et le courant moyen dans la diode Is = Id (II-19)
Car le courant moyen dans la capacité est nul.Donc :
Is = (1-#177;).iL (II-20)
·
(II-21)
Calcul de l'ondulation de courant crête à crête dans l'inductance L
~ =
Les formes d'ondes sont de la forme suivante (En supposant la tension et le courant de sortie continus).
Conduction continue Conduction discontinue
Figure II-5 : Forme d'onde d'un hacheur Parallèle.
Figure II-6 : Schéma d'un hacheur à stockage inductif.
Ce type de hacheur permet de relie deux sources de tension par l'intermédiaire d'une bobine (équivalente à une source de courant) qui doit accumuler puis restituer au récepteur l'énergie délivrée par le générateur.
Ø Lors de la première partie du cycle de fonctionnement de 0 à #177;T, l'interrupteur commandé est (passant), la diode est ouverte et l'inductance stocke l'énergie fournie par le générateur d'entrée.
Ø Lors de la seconde partie du cycle de #177;T à T, on ouvre l'interrupteur commandé et la diode devient passante. L'inductance restitue son énergie à la charge [10].
En régime de conduction contenue on peut calculer les relations suivantes :
· Valeur moyenne de la tension de sortie
On sait que la tension moyenne aux bornes de l'inductance est nulle donc on a en conduction contenue :
E.#177;.T = Vs .(1-#177;).T (II-22)
Soit :
(II-23)
=
.
Suivant la valeur de #177;, la tension moyenne de sortie peut être supérieure ou inférieure à la tension d'entrée, d'où le nom de hacheur survolteur-dévolteur parfois donné à ce montage.
· Calcul de l'ondulation de courant crête à crête dans l'inductance L
~ = (II-24)
Conduction continue Conduction discontinue
Figure II-7 : Forme d'onde d'un hacheur à stockage inductif.
Les structures que nous venons de voir ne sont réversibles, ni en tension, ni en courant. L'énergie va donc toujours de la source vers la charge. Il est possible de modifier ces dispositifs pour inverser le sens de parcours de l'énergie. Ainsi, une source peut devenir une charge et inversement. Ce type de comportement se rencontre usuellement dans les systèmes électriques. Ainsi, un moteur en sortie d'un hacheur représente une charge. Cependant, si on veut réaliser un freinage, le moteur va devenir générateur, ce qui va entraîner un renvoi d'énergie à la source (plus astucieux qu'un simple freinage mécanique) [7].
La tension appliquée à la charge peut prendre les valeurs +E ou --E, ce qui permet suivant la valeur du rapport cyclique de donner une valeur moyenne de tension de sortie positive ou négative. En revanche, le courant doit rester de signe constant dans la charge, car les interrupteurs ne sont pas réversibles [11].
Figure II-10 : Schéma d'un hacheur réversible en tension.
En Conduction continue
· De 0 à #177;T, la conduction de K1 et K2 force le blocage des diodes D1 et D2 en imposant :
V=Ua (II-25)
Alors :
id1 = id2 = 0 (II-26)
ik1 = ik2 = ia = i (II-27)
Vk1 = Vk2 =0 (II-28)
= + . (II-29)
i donné par:
. + (II-30)
· De T à #177;T, le blocage de K1 et K2 impose ik1 = ik2 = 0 Comme i=I2`0 dans L, celui-ci ne peut varier spontanément. Alors :
id1 = id2 = -ia (II-31)
V = -Ua (II-32)
Vk1 = Vk2 = Ua (II-33)
-- = + . (II-34)
i donné par :
. ( -- ) + (II-35)
En Conduction discontinue
· De 0 à #177;T, la conduction de K1 et K2 force le blocage des diodes D1 et D2 en imposant :
V=Ua (II-36)
Alors :
id1 = id2 = 0 (II-37)
ik1 = ik2 = ia = i (II-38)
Vk1 = Vk2 =0 (II-39)
= + . (II-40)
i donné par :
. (II-41)
· De #177;T à 2T, le blocage de K1 et K2 impose ik1 = ik2 = 0 Comme i = I2 ` 0 dans L, celui-ci ne peut varier spontanément. Alors :
id1 = id2 = -ia = I2 (II-42)
V = -Ua (II-43)
Vk1 = Vk2 = Ua (II-44)
-- = + . (II-45)
i donné par :
. ( -- ) + (II-46)
· De 2T à T, le courant i = 0, tous les composants sont bloqués.
Id1 = id2 = ik1 = ik2 = 0 (II-47)
V = E (II-48)
Conduction continue Conduction discontinue
Figure II-11 : Forme d'onde d'un hacheur réversible en tension.
Dans ce système, le changement du sens de parcours de l'énergie est lié au changement de signe du courant alors que la tension reste de signe constant.
Cette fois, le courant peut être positif ou négatif. Il n'y aura plus de phénomène de conduction discontinue, dû à l'impossibilité, pour le courant, de changer de signe. Simplement, suivant le sens du courant, l'un ou l'autre des composants assurera la conduction [12].
Figure II-12 : Schéma d'un hacheur réversible en courant.
· Tant que le courant i est positif, T1 et D2 assurent le fonctionnement du hacheur en conduisant à tour de rôle la conduction.
· Si i vient à s'annuler puis changer de signe, alors dès que l'on détecte le passage par 0, on lance la commande de T2. C'est alors T2 et D1 qui assurent à tour de rôle la conduction [12].
Figure II-13 : Forme d'onde d'un hacheur réversible en courant.
On reprend la structure du hacheur réversible en tension que nous venons de donner en remplaçant les interrupteurs par des interrupteurs réversibles en courant. Dans ce cas, le courant dans la charge peut changer de signe.
Comme pour le hacheur simplement réversible en courant, ce sera la diode ou le transistor qui sera passant, suivant le signe du courant dans l'interrupteur.
Cette fois, la tension moyenne de sortie et le courant moyen de sortie peuvent être positifs ou négatifs. Source et charge peuvent avoir leurs rôles inversés suivant le signe de ces grandeurs [13].
Figure II-14 : fonctionnement en quatre quadrants.
En jouant sur la fréquence de commutation des transistors, il est possible de faire varier la vitesse de rotation du moteur en limitant plus où moins la puissance fournie au moteur. La commande des interrupteurs est du type complémentaire : Les transistors T1, T4 d'une part et T2, T3 d'autre part reçoivent des signaux de commande identiques : au cours d'une période de fonctionnement, lorsque T1 et T4 sont commandés à l'amorçage, T2 et T4 sont commandés au blocage et inversement [14].
Figure II-15 : Forme d'onde d'un hacheur réversible en tension et en courant.
Dans ce chapitre on a vue les différents types des hacheurs et leurs modes de fonctionnement continu et discontinu.
Le prochain chapitre sera consacré à la simulation et le teste expérimentale du hacheur dévolteur (hacheur série).
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Dans ce chapitre on fait la simulation et le test expérimental d'un hacheur série à MOSFET.
On fait la simulation par deux logiciels qui sont :
> Le Workbench pour la simulation de circuit de commande ; > Le PSIM pour la simulation de circuit de puissance.
Le convertisseur devra posséder les caractéristiques suivantes :
> Être capable de faire varier la vitesse d'une machine à courant continu.
> Les courants dans les différents éléments (interrupteur commandé, diode de roue libre et charge), devront pouvoir être visualisés et mesurés.
> La commande devra être réglable en fréquence de façon à pouvoir mettre en évidence un fonctionnement en régime discontinu de courant dans la charge.
Pour pouvoir réaliser ce montage on doit :
> Réaliser le bloc d'alimentation ; > Réaliser le circuit de commande ; > Réaliser le circuit de puissance.
Le principe de base de la modulation de largeur d'impulsion est fonde sur le découpage d'une pleine onde rectangulaire.
Ainsi la tension de sortie est formée par une succession de créneaux d'amplitude égale à la tension continue d'alimentation et de largeur variable.
La technique la plus répondue pour la production d'un signal MLI ou encore PWM (Pulse Width Modulation) est de comparer un signal triangulaire appelé porteuse de haute fréquence à un signal de référence appelé modulatrice et qui constitue l'image du signal recueilli a la sortie du hacheur [4].
Pour la réalisation électronique de la fonction MLI, on utilise un comparateur qui est constituée par l'AOP où V2 est une tension constante et réglable. La tension de sortie V3 vient piloter un opto-coupleur dont la sortie commande le transistor de puissance MOSFET.
Figure III-1 : Schéma de principe de la commande MLI.
Pour isoler électriquement le circuit de commande de celui de puissance, on a recours l'utilisation de deux sources d'alimentation ainsi que deux masse différentes, donc il n'y a aucune connexion électrique entre les circuits cites.
Un avantage évident de l'utilisation de deux masse différentes est l'isolation contre le bruit électrique cause par le retour de masse, en effet une différence de potentiel entre deux points de masse cause d'énorme de problèmes dans le milieu industriel, le coursant de boucle, se dérange le signal [15].
Une opto-coupleur est considéré un élément de transfert de signal dont l'entrée et la sortie sont électriquement isoles l'une de l'autre par un couplage optique la figure illustre le principe de fonctionnement d'un opto-coupleur [16] :
Photo-émetteur
Lumineux
Figure III-2 : Schéma de l'opto-coupleur 4N25.
D'après la Figure (III-2) on peut calculer la valeur de la résistance d'entrée Rd qui protège la diode émettrice (LED : Light Emitting Diode) contre surintensités :
Ve= Vf +Rd.if (III-1)
Soit :
= (III-2)
Avec :
Ve : tension d'entrée.
Vf : tension a la borne de la diode en conduction. if : courant directe dans la diode. Rd : résistance d'entrée.
Dans notre cas :
Ve = 15 V, Vf = 1.5 Vet if = 10 mA Ce qui Donne:
= ' Rd = 1.35 K&
Suivant les caractéristiques du phototransistor on peut aussi calculer la valeur de la résistance de sortie :
Vcc = Rs.ic + Vce (III-3)
Donc :
= (III-4)
Avec :
Vcc : tension d'alimentation. Vce : tension collectrice.
ic : le courant collecteur.
Dans notre cas :
Vcc = 15 V, Vce =0.5 Vet ic = 2 mA Ce qui Donne:
= ' Rs = 7.25 K&
La tension d'entrée appliquée entre les bornes + et - délivrée n'étant pas parfaitement continue puisqu'elle est recueillie en sortie d'un pont redresseur, un condensateur de filtrage est présent à l'entrée du hacheur et voici le schéma du bloc d'alimentation :
Figure III-3 : Schéma du circuit d'alimentation symétrique #177;15V.
Elle est réalisée à partir d'un oscillateur (comparateur à hystérisais en cascade avec un intégrateur) fournissant un signal triangulaire symétrique -15V / +15V et d'un comparateur.
Le schéma de la figure III-4 représente le schéma électrique de circuit de commande d'un hacheur.
La carte de commande contient de :
Ø Circuit générateur de signal triangulaire. Ø Circuit de consigne.
Ø Circuit de comparateur.
Figure III-4 : Schéma de circuit de commande d'un hacheur.
Son principe est basé sur la création des signaux triangulaires qui seront par la suite compare avec un signal continu pour obtenir des créneaux (tension) qui est attaque la gâchette de MOSFET [17].
Figure III-5 : Circuit de générateur de signal triangulaire.
Figure III-6 : Représentation du signal triangulaire.
On présente dans le schéma si-dessue la générateur du signal triangulaire et le résultat de simulation :
Ensuite, le signal triangulaire sera comparé avec une tension continu (+15V, -15V) :
Figure III-7 : Générateur de signal continu.
Figure II-8 : Représentation du signal continu #177;15.
Et à la fin, pour l'obtention d'un signal rectangulaire de fréquence fixe et de rapport cyclique variable on utilise un comparateur qui compare le signal triangulaire obtenu à une tension continue variable.
Le principe de fonctionnement de ce circuit peut être décrit comme suit:
Figure III-9 : Circuit de générateur de signal MLI.
Figure III-10 : Représentation du signal carré.
Si le signal continu est supérieur à celui du triangulaire on aura à la sortie du comparateur un niveau haut et dans le cas inverse on aura un niveau bas.
Figure III-11 : Représentation de différents signaux du circuit de commande d'un hacheur.
Pour voir les différents étages de notre circuit de commande voici un schéma de simulation qui présent les différentes résultats simulés pour chaque bloque du circuit :
Par la suite on donne quelque exemple sur les différentes charges qui peuvent être intéressant pour l'étude de compréhension des hacheurs.
Figure III-12 : Schéma d'un hacheur série avec une charge résistive.
Figure III-13 : Représentation de différents signaux du hacheur série alimente une charge résistive.
Figure III-14 : Schéma d'un hacheur série avec une charge R-L.
Conduction continue Conduction discontinue
Figure III-15 : Représentation de différents signaux du hacheur série alimente une charge R-L.
Après avoir passé par l'étude de simulation du circuit de commande et de puissance du hacheur, on présente dans ce chapitre les résultats obtenus des différents essais sur les dispositifs expérimentaux décrit précédemment :
Figure III-16 : Signal triangulaire.
Figure III-17 : Signal continue #177;15.
Figure III-18 : Signal de comparateur.
Figure III-19 : Signal de gâchette.
Ø Hacheur série alimente une charge résistive (R)
Ve =15 V, R=193 (c), (V =5volt/cm, 0.5v/cm ; T=5ms/cm)
Figure III-20 : Signal de courant et de tension.
Ø Hacheur série alimente une charge mixte (R-L)
Ve =15 V, R=193 (c), L=220 mH, (V =5volt/cm,0.5v/cm ; T=5ms/cm)
Figure III-21 : Signal de courant et de tension en mode de conduction continue.
Figure III-22 : Signal de courant et de tension en mode de conduction discontinue.
Dans ce chapitre on a exposé des différents résultats de simulation au niveau de la carte de commande et de bloc de puissance du hacheur, notre objectif est générant un signal continu et signal d'onde triangulaire. Un comparateur électrique détecte les points de croisement des deux signaux et dès lors produit le signal requis (signal carré). Celui-ci est appliqué à la gâchette de la MOSFET.
D'après les résultats expérimentaux, on peut conclure que les résultats obtenus sont très satisfaisants.
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Conclusion générale
Dans le cadre de notre travail, nous avons étudié les interrupteurs à semi-conducteurs de puissance, ensuite nous avons étudié quelques types des convertisseurs DC-DC. Puis nous avons étudié la simulation du hacheur dévolteur ainsi leurs résultats expérimentaux.
Les composants de base de ces circuits sont les valves à semi-conducteurs qui se comportent essentiellement comme des interrupteurs ultra-rapides. La valve la plus simple est la diode. C'est un interrupteur qui conduit le courant dans un seul sens.
Le thyristor a des caractéristiques semblables à la diode, mais sa conduction peut être retardée en envoyant une impulsion appropriée sur la gâchette par un circuit de commande qui on a étudie précédemment.
Le thyristor GTO, le transistor BJT, le transistor IGBT et le MOSFET procurent encore plus de flexibilité que le thyristor.
Dans notre hacheur la valve MOSFET commandées par un circuit de commande simple. Cette valve est branchée en parallèle avec une diode pour réaliser un interrupteur bidirectionnel.
Les hacheurs permettent de générer une tension de forme quelconque en utilisant la technique de la modulation de largeur d'impulsions (MLI ou PWM) cette technique consiste à découper la tension continue à une certaine fréquence et à faire varier le rapport cyclique.
Comme perspectives, pour la continuité de ce travail nous proposons : Ø Réalisation de la régulation du système complet du hacheur.
LM2902,LM324/LM324A,LM224/
LM224A
Quad Operational Amplifier
Features
· Internally Frequency Compensated for Unity Gain
· Large DC Voltage Gain: 100dB
· Wide Power Supply Range:
LM224/LM224A, LM324/LM324A : 3V~32V (or #177;1.5 ~ 15V)
LM2902: 3V~26V (or #177;1.5V ~ 13V)
· Input Common Mode Voltage Range Includes Ground
· Large Output Voltage Swing: 0V to VCC -1.5V
· Power Drain Suitable for Battery Operation
Description
The LM324/LM324A,LM2902,LM224/LM224A consist of four independent, high gain, internally frequency compensated operational amplifiers which were designed specifically to operate from a single power supply over a wide voltage range. Operation from split power supplies is also possible so long as the difference between the two supplies is 3 volts to 32 volts. Application areas include transducer amplifier, DC gain blocks and all the conventional OP-AMP circuits which now can be easily implemented in single power supply systems.
14-SOP
14-DIP
1
1
OUT1
IN1 (-)
IN1 (+)
VCC
IN2 (+)
IN2 (-)
OUT2
Internal Block Diagram
1
14
2
3
4
5
6
2 3
_ + _
+
_
1
+
+
_
4
12
11
13
10
9
7 8
OUT4
IN4 (-)
IN4 (+)
GND
IN3 (+)
IN3 (-)
OUT3
Rev. 1.0.3
Schematic Diagram
(One Section Only)
VCC
GND
Q5 Q6
IN(-)
IN(+)
Q7
Q1
Q2
Q8
Q9
Q3
Q4
Q10
Q11
C1
Q13
Q12
Q14
Q17
Q15
Q18
Q16
Q19
R1
Q21
Q20
R2
OUTPUT
Absolute Maximum Ratings
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Thermal Data
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Electrical Characteristics
(VCC = 5.0V, VEE = GND, TA = 25 LC, unless otherwise specified)
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Note :
1. VCC=30V for LM224 and LM324 , VCC = 26V for LM2902
Electrical Characteristics (Continued)
(VCC = 5.0V, VEE = GND, unless otherwise specified)
The following specification apply over the range of -25°C = TA = + 85°C for the LM224; and the 0°C = TA = +70°C for the LM324 ; and the - 40°C = TA = +85°C for the LM2902
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Note:
1. VCC=30V for LM224 and LM324 , VCC = 26V for LM2902
Electrical Characteristics (Continued)
(VCC = 5.0V, VEE = GND, TA = 25LC, unless otherwise specified)
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Note:
1. VCC=30V for LM224A, LM324A
Electrical Characteristics (Continued)
(VCC = 5.0V, VEE = GND, unless otherwise specified)
The following specification apply over the range of -25°C = TA = + 85°C for the LM224A; and the 0°C = TA = +70°C for the LM324A
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Typical Performance Characteristics
Supply Voltage(v) Temperature Tj ( °C)
Figure 1. Input Voltage Range vs Supply Voltage Figure 2. Input Current vs Temperature
Supply Voltage (V)
Supply Voltage (V)
Figure 4. Voltage Gain vs Supply Voltage
Figure 3. Supply Current vs Supply Voltage
Frequency (Hz) Frequency (Hz)
Figure 5. Open Loop Frequency Response Figure 6. Common mode Rejection Ratio
Typical Performance Characteristics (Continued)
Figure 7. Slew Rate Figure 8. Voltage Follower Pulse Response
Figure 9. Large Signal Frequency Response Figure 10. Output Characteristics vs Current Sourcing
Figure 11. Output Characteristics vs Current Sinking Figure 12. Current Limiting vs Temperature
#1
#7
0.252 E0.008
6.40 E0.20
7.62
0.300
#14
#8
19.80 MAX 0.780
0.200
5.08
0.128 E0.008
3.25 E0.20
19.40 D0.20
0.764 D0.008
MAX
2.08
0.082
0.130 E0.012
3.30 E0.30
0.008
0.20
0.46 1110
0.018 LO.004
MIN
1.50 D0.10
0.059 LO.004
2.54
0.100
Mechanical Dimensions
Package
Dimensions in millimeters
14-DIP
Mechanical Dimensions (Continued)
Package
1.27
0.050
14-SOP
0.05
0.002
1.55 #177;0.10
0.061 #177;0.004
1.80 MAX 0.071
8.70
0.343 MAX
8.56 00.20
0.337 D0.008
3.95 #177;0.20
0.156 #177;0.008
0.60 #177;0.20
5.72
0.225
0.024 #177;0.008
0.019
0.47
(,,-..,, )
#1
#7
6.00 #177;0.30
0.236 #177;0.012
#8
#14
+0.10
-0.05
0.406
+0.004
-0.002
0.016
MIN
MAX0.10
MAX0.004
Dimensions in millimeters
GlobalOptoisolatorn
4N25
4N26
4N27
4N28
The 4N25, 4N26, 4N27 and 4N28 devices consist of a gallium arsenide infrared emitting diode optically coupled to a monolithic silicon phototransistor detector.
· Most Economical Optoisolator Choice for Medium Speed, Switching Applications
· Meets or Exceeds All JEDEC Registered Specifications
·
6 1
STANDARD THRU HOLE
To order devices that are tested and marked per VDE 0884 requirements, the
suffix »V» must be included at end of part number. VDE 0884 is a test option.Applications
· General Purpose Switching Circuits
· Interfacing and coupling systems of different potentials and impedances
· I/O Interfacing
· Solid State Relays
MAXIMUM RATINGS (TA = 25°C unless otherwise noted)
|
Rating |
Symbol |
Value |
Unit |
INPUT LED
SCHEMATIC
PIN 1. LED ANODE
2. LED CATHODE
3. N.C.
4. EMITTER
5. COLLECTOR
6. BASE
1
2
3
6
5
4
Reverse Voltage
|
VR |
3 |
Volts |
|
|
Forward Current -- Continuous |
IF |
60 |
mA |
|
LED Power Dissipation @ TA = 25°C with Negligible Power in Output Detector Derate above 25°C |
PD |
120 |
mW |
OUTPUT TRANSISTOR
|
Collector-Emitter Voltage |
VCEO |
30 |
Volts |
|
Emitter-Collector Voltage |
VECO |
7 |
Volts |
|
Collector-Base Voltage |
VCBO |
70 |
Volts |
|
Collector Current -- Continuous |
IC |
150 |
mA |
|
Detector Power Dissipation @ TA = 25°C with Negligible Power in Input LED Derate above 25°C |
PD |
150 |
mW |
TOTAL DEVICE
|
Isolation Surge Voltage(1) (Peak ac Voltage, 60 Hz, 1 sec Duration) |
VISO |
7500 |
Vac(pk) |
|
Total Device Power Dissipation @ TA = 25°C Derate above 25°C |
PD |
250 |
mW |
|
Ambient Operating Temperature Range |
TA |
-55 to +100 |
°C |
|
Storage Temperature Range |
Tstg |
-55 to +150 |
°C |
|
Soldering Temperature (10 sec, 1/16? from case) |
TL |
260 |
°C |
1. Isolation surge voltage is an internal device dielectric breakdown rating. 1. For this test, Pins 1 and 2 are common, and Pins 4, 5 and 6 are common.
|
4N25 4N26 4N27 4N28 |
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (TA = 25°C unless otherwise noted)(1)
|
Characteristic |
Symbol |
Min |
Typ(1) |
Max |
Unit |
INPUT LED
|
Forward Voltage (IF = 10 mA) TA = 25°C |
VF |
-- |
1.15 |
1.5 |
Volts |
|
TA = -55°C |
-- |
1.3 |
-- |
||
|
TA = 100°C |
-- |
1.05 |
-- |
||
|
Reverse Leakage Current (VR = 3 V) |
IR |
-- |
-- |
100 |
uA |
|
Capacitance (V = 0 V, f = 1 MHz) |
CJ |
-- |
18 |
-- |
pF |
OUTPUT TRANSISTOR
|
Collector-Emitter Dark Current 4N25,26,27 (VCE = 10 V, TA = 25°C 4N28 (VCE = 10 V, TA = 100°C) All Devices |
ICEO |
-- |
1 |
50 |
nA |
|
ICEO |
-- |
1 |
-- |
uA |
|
|
Collector-Base Dark Current (VCB = 10 V) |
ICBO |
-- |
0.2 |
-- |
nA |
|
Collector-Emitter Breakdown Voltage (IC = 1 mA) |
V(BR)CEO |
30 |
45 |
-- |
Volts |
|
Collector-Base Breakdown Voltage (IC = 100 uA) |
V(BR)CBO |
70 |
100 |
-- |
Volts |
|
Emitter-Collector Breakdown Voltage (IE = 100 uA) |
V(BR)ECO |
7 |
7.8 |
-- |
Volts |
|
DC Current Gain (IC = 2 mA, VCE = 5 V) |
hFE |
-- |
500 |
-- |
-- |
|
Collector-Emitter Capacitance (f = 1 MHz, VCE = 0) |
CCE |
-- |
7 |
-- |
pF |
|
Collector-Base Capacitance (f = 1 MHz, VCB = 0) |
CCB |
-- |
19 |
-- |
pF |
|
Emitter-Base Capacitance (f = 1 MHz, VEB = 0) |
CEB |
-- |
9 |
-- |
pF |
COUPLED
|
Output Collector Current (IF = 10 mA, VCE = 10 V) 4N25,26 |
IC (CTR)(2) |
2 (20) |
7 (70) |
-- |
mA (%) |
|
Collector-Emitter Saturation Voltage (IC = 2 mA, IF = 50 mA) |
VCE(sat) |
-- |
0.15 |
0.5 |
Volts |
|
Turn-On Time (IF = 10 mA, VCC = 10 V, RL = 100 ?)(3) |
ton |
-- |
2.8 |
-- |
us |
|
Turn-Off Time (IF = 10 mA, VCC = 10 V, RL = 100 ?)(3) |
toff |
-- |
4.5 |
-- |
us |
|
Rise Time (IF = 10 mA, VCC = 10 V, RL = 100 ?)(3) |
tr |
-- |
1.2 |
-- |
us |
|
Fall Time (IF = 10 mA, VCC = 10 V, RL = 100 ?)(3) |
tf |
-- |
1.3 |
-- |
us |
|
Isolation Voltage (f = 60 Hz, t = 1 sec)(4) |
VISO |
7500 |
-- |
-- |
Vac(pk) |
|
Isolation Resistance (V = 500 V)(4) |
RISO |
1011 |
-- |
-- |
? |
|
Isolation Capacitance (V = 0 V, f = 1 MHz)(4) |
CISO |
-- |
0.2 |
-- |
pF |
1. Always design to the specified minimum/maximum electrical limits (where applicable).
2. Current Transfer Ratio (CTR) = IC/IF x 100%.
3. For test circuit setup and waveforms, refer to Figure 11.
4. For this test, Pins 1 and 2 are common, and Pins 4, 5 and 6 are common.
|
4N25 4N26 4N27 4N28 |
IF, LED INPUT CURRENT (mA)
IC, OUTPUT COLLECTOR CURRENT (NORMALIZED)
TYPICAL CHARACTERISTICS
TA = -55°C
25°C
100°C
PULSE ONLY PULSE OR DC
1 10 100 1000
2
VF, FORWARD VOLTAGE (VOLTS)
1.8
1.6
1.4
1.2
1
0.01 0.5 1
2 5 10 20 50
10
1
0.1
NORMALIZED TO:
IF = 10 mA
IF, LED FORWARD CURRENT (mA)
Figure 1. LED Forward Voltage versus Forward Current
Figure 2. Output Current versus Input Current
VCE, COLLECTOR-EMITTER VOLTAGE (VOLTS)
-60 -40 -20 0 20 40 60 80 100
TA, AMBIENT TEMPERATURE (°C)
IC, OUTPUT COLLECTOR CURRENT (NORMALIZED)
IC, COLLECTOR CURRENT (mA)
28
24
20
16
12
4
8
0
2 mA
1 mA
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
IF = 10 mA
5 mA
1 0.7 0.5
0.2
0.1
10
2
7
5
NORMALIZED TO TA = 25°C
Figure 3. Collector Current versus Figure 4. Output Current versus Ambient Temperature
Collector-Emitter Voltage
1
lac, COLLECTOR-EMITTER DARK CURRENT
(NORMALIZED)
0.1
00
10
1
NORMALIZED TO:
VCE = 10 V
TA = 25°C
VCE = 30 V
10 V
0 20 40 60 80 100
TA, AMBIENT TEMPERATURE (°C)
t, TIME (3)
100
50
20
10
5
2
1
0.1 0.2 0.5 1 2 5 10 20 50 100
IF, LED INPUT CURRENT (mA)
RL = 1000
RL = 100{
{
tf
tr
tr
tf
VCC = 10 V
Figure 5. Dark Current versus Ambient Temperature Figure 6. Rise and Fall Times
(Typical Values)
|
4N25 4N26 4N27 4N28 |
ton TURN--ON TIME (C)
100 70 50
20
10 7 5
2
1
RL = 1000
100
10
VCC = 10 V
0.1 0.2 0.5 0.7 1 2 5 7 10 20 50 70100
IF, LED INPUT CURRENT (mA)
Figure 7. Turn-On Switching Times
(Typical
Values)
IC ' TYPICAL COLLECTOR CURRENT (mA)
4
3
2
1
IF = 0
IB = 7 uA
4 uA
5 uA
3 uA
2 uA
1 uA
6 uA
0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20
VCE, COLLECTOR-EMITTER VOLTAGE (VOLTS)
toil TURN --OFF TIME (3)
100 70 50
20
10
7
5
2
1
RL = 1000
100
10
VCC = 10 V
0.1 0.2 0.5 0.7 1 2 5 7 10 20 50 70100
IF, LED INPUT CURRENT (mA)
Figure 8. Turn-Off Switching Times
(Typical
Values)
C, CAPACITANCE (pF)
20
18
16
14
12
10
8
6
4
2
0
CLED
CCB
CCE
CEB
f = 1 MHz
0.05 0.1 0.2 0.5 1 2 5 10 20 50
V, VOLTAGE (VOLTS)
TEST CIRCUIT
VCC = 10 V
WAVEFORMS
IF = 10 mA
RL = 100 ?
INPUT
OUTPUT
90%
tr
ton
tf toff
INPUT PULSE
10%
OUTPUT PULSE
Figure 9. DC Current Gain (Detector Only) Figure 10. Capacitances versus Voltage
|
4N25 4N26 4N27 4N28 |
PACKAGE DIMENSIONS
0.13 (0.005)
M
NOTES:
1. DIMENSIONING AND TOLERANCING PER ANSI Y14.5M, 1982.
2. CONTROLLING DIMENSION: INCH.
3. DIMENSION L TO CENTER OF LEAD WHEN FORMED PARALLEL.
|
DIM |
INCHES |
MILLIMETERS |
||
|
MIN |
MAX |
MIN |
MAX |
|
|
A |
0.320 |
0.350 |
8.13 |
8.89 |
|
B |
0.240 |
0.260 |
6.10 |
6.60 |
|
C |
0.115 |
0.200 |
2.93 |
5.08 |
|
D |
0.016 |
0.020 |
0.41 |
0.50 |
|
E |
0.040 |
0.070 |
1.02 |
1.77 |
|
F |
0.010 |
0.014 |
0.25 |
0.36 |
|
G |
0.100 BSC |
2.54 BSC |
||
|
J |
0.008 |
0.012 |
0.21 |
0.30 |
|
K |
0.100 |
0.150 |
2.54 |
3.81 |
|
L |
0.300 BSC 7.62 BSC |
|||
|
M |
0 |
15 |
0 |
15 |
|
N |
0.015 |
0.100 |
0.38 |
2.54 |
STYLE 1:
PIN 1. ANODE
2. CATHODE
3. NC
4. EMITTER
5. COLLECTOR
6. BASE
THRU HOLE
6 4
1 3
-A-
-B-
C
K
L
J 6 PL
M
0.13 (0.005)
M
T
G
D
6 PL
-T-
SEATING PLANE
E 6 PL
F 4 PL
N
B
M
A M
T
A
M
B M
NOTES:
1. DIMENSIONING AND TOLERANCING PER ANSI Y14.5M, 1982.
2. CONTROLLING DIMENSION: INCH.
|
INCHES |
MILLIMETERS |
|||
|
DIM |
MIN |
MAX |
MIN |
MAX |
|
A |
0.320 |
0.350 |
8.13 |
8.89 |
|
B |
0.240 |
0.260 |
6.10 |
6.60 |
|
C |
0.115 |
0.200 |
2.93 |
5.08 |
|
D |
0.016 |
0.020 |
0.41 |
0.50 |
|
E |
0.040 |
0.070 |
1.02 |
1.77 |
|
F |
0.010 |
0.014 |
0.25 |
0.36 |
|
G |
0.100 BSC |
2.54 BSC |
||
|
H |
0.020 |
0.025 |
0.51 |
0.63 |
|
J |
0.008 |
0.012 |
0.20 |
0.30 |
|
K |
0.006 |
0.035 |
0.16 |
0.88 |
|
L |
0.320 BSC |
8.13 BSC |
||
|
S |
0.332 0.390 |
8.43 9.90 |
||
SURFACE MOUNT
6 4
1
-A-
3
-B-
B
M
E 6 PL
F 4 PL
G
D 6 PL
0.13 (0.005)
H
C
M
T
A
M
B M
L
K 6 PL
0.13 (0.005)
J
M
-T-
SEATING PLANE
T
A M
4N25 4N26 4N27 4N28
NOTES:
1. DIMENSIONING AND TOLERANCING PER ANSI Y14.5M, 1982.
2. CONTROLLING DIMENSION: INCH.
3. DIMENSION L TO CENTER OF LEAD WHEN FORMED PARALLEL.
|
INCHES |
MILLIMETERS |
|||
|
DIM |
MIN |
MAX |
MIN |
MAX |
|
A |
0.320 |
0.350 |
8.13 |
8.89 |
|
B |
0.240 |
0.260 |
6.10 |
6.60 |
|
C |
0.115 |
0.200 |
2.93 |
5.08 |
|
D |
0.016 |
0.020 |
0.41 |
0.50 |
|
E |
0.040 |
0.070 |
1.02 |
1.77 |
|
F |
0.010 |
0.014 |
0.25 |
0.36 |
|
G |
0.100 BSC |
2.54 BSC |
||
|
J |
0.008 |
0.012 |
0.21 |
0.30 |
|
K |
0.100 |
0.150 |
2.54 |
3.81 |
|
L |
0.400 |
0.425 |
10.16 |
10.80 |
|
N |
0.015 |
0.040 |
0.38 |
1.02 |
0.4" LEAD SPACING
D 6 PL
6 4
1 3
-A-
G
N
-B-
K
C
L
J
F 4 PL
-T-
SEATING
PLANE
E 6 PL
T
A
B M
M
M
0.13 (0.005)
PowerMOS transistor IRF840
Avalanche energy rated
FEATURES SYMBOL QUICK REFERENCE DATA
·
d
|
g |
s
VDSS = 500 V
ID = 8.5 A
RDS(ON) = 0.85 Ù
Repetitive Avalanche Rated
· Fast switching
· High thermal cycling performance
· Low thermal resistance
GENERAL DESCRIPTION PINNING SOT78 (TO220AB)
N-channel, enhancement mode field-effect power transistor, intended for use in off-line switched mode power supplies, T.V. and computer monitor power supplies, d.c. to d.c. converters, motor control circuits and general purpose switching applications.
The IRF840 is supplied in the SOT78 (TO220AB) conventional leaded package.
|
PIN |
DESCRIPTION |
||
|
1 2 3 |
gate drain source drain |
||
|
tab |
|||
1 2 3
LIMITING VALUES
Limiting values in accordance with the Absolute Maximum System (IEC 134)
|
SYMBOL |
PARAMETER |
CONDITIONS |
MIN. |
MAX. |
UNIT |
|
VDSS |
Drain-source voltage |
Tj = 25 °C to 150°C |
- |
500 |
V |
|
VDGR |
Drain-gate voltage |
Tj = 25 °C to 150°C; RGS = 20 kÙ |
- |
500 |
V |
|
VGS |
Gate-source voltage |
- |
#177; 30 |
V |
|
|
ID |
Continuous drain current |
Tmb = 25 °C; VGS = 10 V |
- |
8.5 |
A |
|
Tmb = 100 °C; VGS = 10 V |
- |
5.4 |
A |
||
|
IDM |
Pulsed drain current |
Tmb = 25 °C |
- |
34 |
A |
|
PD |
Total dissipation |
Tmb = 25 °C |
- |
147 |
W |
|
Tj, Tstg |
Operating junction and storage temperature range |
- 55 |
150 |
°C |
AVALANCHE ENERGY LIMITING VALUES
Limiting values in accordance with the Absolute Maximum System (IEC 134)
|
SYMBOL |
PARAMETER |
CONDITIONS |
MIN. |
MAX. |
UNIT |
|
EAS |
Non-repetitive avalanche energy |
Unclamped inductive load, IAS = 7.4 A; tp = 0.22 ms; Tj prior to avalanche = 25°C; |
- |
531 |
mJ |
|
VDD = 50 V; RGS = 50 Ù; VGS = 10 V; refer to fig:17 |
|||||
|
EAR |
Repetitive avalanche energy1 |
IAR = 8.5 A; tp = 2.5 ìs; Tj prior to avalanche = 25°C; RGS = 50 Ù; VGS = 10 V; refer to fig:18 |
- |
13 |
mJ |
|
IAS, IAR |
Repetitive and non-repetitive avalanche current |
- |
8.5 |
A |
1 pulse width and repetition rate limited by Tj max.
PowerMOS transistor IRF840
Avalanche energy rated
THERMAL RESISTANCES
|
SYMBOL |
PARAMETER |
CONDITIONS |
MIN. |
TYP. |
MAX. |
UNIT |
|
Rth j-mb Rth j-a |
Thermal resistance junction to mounting base Thermal resistance junction to ambient |
in free air |
- |
- |
0.85 |
K/W |
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
Tj = 25 °C unless otherwise specified
|
SYMBOL |
PARAMETER |
CONDITIONS |
MIN. |
TYP. |
MAX. |
UNIT |
|
V(BR)DSS |
Drain-source breakdown voltage |
VGS = 0 V; ID = 0.25 mA |
500 |
- |
- |
V |
|
ÄV(BR)DSS / ÄTj |
Drain-source breakdown voltage temperature coefficient |
VDS = VGS; ID = 0.25 mA |
- |
0.1 |
- |
%/K |
|
RDS(ON) |
Drain-source on resistance |
VGS = 10 V; ID = 4.8 A |
- |
0.6 |
0.85 |
Ù |
|
VGS(TO) |
Gate threshold voltage |
VDS = VGS; ID = 0.25 mA |
2.0 |
3.0 |
4.0 |
V |
|
gfs |
Forward transconductance |
VDS = 30 V; ID = 4.8 A |
3.5 |
6 |
- |
S |
|
IDSS |
Drain-source leakage current |
VDS = 500 V; VGS = 0 V |
- |
1 |
25 |
ìA |
|
VDS = 400 V; VGS = 0 V; Tj = 125 °C |
- |
40 |
250 |
ìA |
||
|
IGSS |
Gate-source leakage current |
VGS = #177;30 V; VDS = 0 V |
- |
10 |
200 |
nA |
|
Qg(tot) |
Total gate charge |
ID = 8.5 A; VDD = 400 V; VGS = 10 V |
- |
55 |
80 |
nC |
|
Qgs |
Gate-source charge |
- |
5.5 |
7 |
nC |
|
|
Qgd |
Gate-drain (Miller) charge |
- |
30 |
45 |
nC |
|
|
td(on) |
Turn-on delay time |
VDD = 250 V; RD = 30 Ù; |
- |
18 |
- |
ns |
|
tr |
Turn-on rise time |
RG = 9.1 Ù |
- |
37 |
- |
ns |
|
td(off) |
Turn-off delay time |
- |
80 |
- |
ns |
|
|
tf |
Turn-off fall time |
- |
36 |
- |
ns |
|
|
Ld |
Internal drain inductance |
Measured from tab to centre of die |
- |
3.5 |
- |
nH |
|
Ld |
Internal drain inductance |
Measured from drain lead to centre of die |
- |
4.5 |
- |
nH |
|
Ls |
Internal source inductance |
Measured from source lead to source bond pad |
- |
7.5 |
- |
nH |
|
Ciss |
Input capacitance |
VGS = 0 V; VDS = 25 V; f = 1 MHz |
- |
960 |
- |
pF |
|
Coss |
Output capacitance |
- |
140 |
- |
pF |
|
|
Crss |
Feedback capacitance |
- |
80 |
- |
pF |
SOURCE-DRAIN DIODE RATINGS AND CHARACTERISTICS
Tj = 25 °C unless otherwise specified
|
SYMBOL |
PARAMETER |
CONDITIONS |
MIN. |
TYP. |
MAX. |
UNIT |
|
IS |
Continuous source current |
Tmb = 25°C |
- |
- |
8.5 |
A |
|
(body diode) |
||||||
|
ISM |
Pulsed source current (body diode) |
Tmb = 25°C |
- |
- |
34 |
A |
|
VSD |
Diode forward voltage |
IS = 8.5 A; VGS = 0 V |
- |
- |
1.2 |
V |
|
trr |
Reverse recovery time |
IS = 8.5 A; VGS = 0 V; dI/dt = 100 A/ìs |
- |
440 |
- |
ns |
|
Qrr |
Reverse recovery charge |
- |
6.4 |
- |
ìC |
120 110 100 90 80 70 60 50 40 30 20 10
0
Fig.1. Normalised power dissipation.
PD% = 100·PD/PD 25 °C = f(Tmb)
0 20 40 60 80 100 120 140
Tmb / C
PD% Normalised Power Derating
120 110 100 90 80 70 60 50 40 30 20 10
0
Fig.2. Normalised continuous drain current.
ID% =
100·ID/ID 25 °C = f(Tmb); conditions: VGS
= 10 V
0 20 40 60 80 100 120 140
Tmb / C
ID% Normalised Current Derating
ID / A
100
10
DC
1
100 ms
0.1
Fig.3. Safe operating area. Tmb = 25
°C
ID & IDM = f(VDS); IDM single pulse; parameter
tp
1 10 100 1000
VDS / V
tp = 10 us
100 us 1 ms
10 ms
ID, Drain current (Amps
|
Tj = 25 C |
10 V |
||||
|
7 V |
6.5 V |
||||
|
6 V |
|||||
|
5.5 V |
|||||
|
5 V |
|||||
|
= 4.5 V |
|||||
|
VGS |
|||||
0 5 10 15 20 25 30
VDS, Drain-Source voltage (Volts)
Fig.5. Typical output characteristics.
ID =
f(VDS); parameter VGS
30
25
20
15
10
5
0
RDS(on), Drain-Source on resistance (Ohms
|
4.5 V |
5 V |
5.5 V |
VGS = 6 V |
Tj = 25 C |
|||
|
6.5 V 7 V 10 V |
|||||||
0 5 10 15 20 25
ID, Drain current (Amps)
Fig.6. Typical on-state resistance.
RDS(ON) =
f(ID); parameter VGS
2
1.5
1
0.5
0
D = 0.5
0.2
0.1
0.1
0.05
0.02
0.01
tp D = tp
T
PD
single pulse
t
T
1ms 10ms 100ms 1s
tp, pulse width (s)
0.0011us 10us 100us
1 Zth j-mb, Transient thermal impedance (K/W)
Fig.4. Transient thermal impedance.
Zth j-mb = f(t);
parameter D = tiT
PowerMOS transistor IRF840
Avalanche energy rated
ID, Drain current (Amps)
25
VDS > ID x RDS(on)max
20
15
10
5
Tj = 150 C
Tj = 25 C
0
0 2 4 6 8 10
Fig.7. Typical transfer characteristics.
ID = f(VGS);
parameter Tj
VGS, Gate-Source voltage (Volts)
gfs, Transconductance (S)
10
VDS > ID x RDS(on)max
Tj = 25 C
8
150 C
6
4
2
0
ID, Drain current (A)
0 5 10 15 20 25
Fig.8. Typical transconductance.
gfs = f(ID);
parameter Tj
Normalised RDS(ON) = f(Tj)
a
2
1
0
Fig.9. Normalised drain-source on-state resistance.
a = RDS(ON)/RDS(ON)25 °C = f(Tj); ID = 4.25 A; VGS = 10 V
-60 -40 -20 0 20 40 60 80 100 120 140
Tj / C
VGS(TO) / V
max.
typ.
4
3
min.
2
1
Fig.10. Gate threshold voltage.
VGS(TO) =
f(Tj); conditions: ID = 0.25 mA; VDS = VGS
0
-60 -40 -20 0 20 40 60 80 100 120 140
Tj / C
SUB-THRESHOLD CONDUCTION
ID / A
1E-01
1E-02
2 %
typ
98 %
1E-03
1E-04
1E-05
1E-06
Fig.11. Sub-threshold drain current.
ID = f(VGS);
conditions: Tj = 25 °C; VDS = VGS
0 1 2 3 4
VGS / V
Junction capacitances (pF)
10000
Ciss
1000
Coss
100
Crss
10
Fig.12. Typical capacitances, Ciss, Coss, Crss. C = f(VDS); conditions: VGS = 0 V; f = 1 MHz
1 10 100 1000
VDS, Drain-Source voltage (Volts)
PowerMOS transistor IRF840
Avalanche energy rated
PowerMOS transistor IRF840
Avalanche energy rated
PHP8N50E
15
ID = 8.5A Tj = 25 C
14
13
200V
12
11
10
100V
9
8
VDD = 400 V
7
6
5
4
3
2
1
0
Gate-source voltage, VGS (V)
IF, Source-Drain diode current (Amps)
VGS = 0 V
|
15 |
Tj = 25 C
5
0
20
10
150 C
Fig.13. Typical turn-on gate-charge characteristics.
VGS
= f(QG); parameter VDS
0 20 40 60 80
Gate charge, QG (nC)
Switching times (ns)
1000
VDD = 250 V
VGS = 10 V
RD = 30 Ohms
Tj = 25 C
td(off)
100
tf
tr
td(on)
10
RG, Gate resistance (Ohms)
Fig.14. Typical switching times; td(on), tr, td(off), tf = f(RG)
0 10 20 30 40 50 60
1.15
V(BR)DSS @ Tj
V(BR)DSS @ 25 C
1.1
1.05
1
0.95
0.9
0.85
Tj, Junction temperature (C)
Fig.15. Normalised drain-source breakdown voltage;
V(BR)DSS/V(BR)DSS 25 °C = f(Tj)
100 50 0 50 100 150
Normalised Drain-source breakdown voltage
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4
VSDS, Source-Drain voltage (Volts)
10
25 C
Tj prior to avalanche = 125 C
1
0.1
Fig.17. Maximum permissible non-repetitive
avalanche
current (IAS) versus avalanche time (tp);
unclamped
inductive load
1E-06 1E-05 1E-04 1E-03 1E-02
Avalanche time, tp (s)
Non-repetitive Avalanche current, IAS (A)
|
VDS ID |
tp |
||||||||
|
PHP8N50E |
|||||||||
10
Tj prior to avalanche = 25 C
125 C
1
0.1
PHP8N50E
0.01
Fig.18. Maximum permissible repetitive avalanche
current
(IAR) versus avalanche time (tp)
1E-06 1E-05 1E-04 1E-03 1E-02
Avalanche time, tp (s)
Maximum Repetitive Avalanche Current, IAR (A)
Fig.16. Source-Drain diode characteristic. IF = f(VSDS); parameter Tj
PowerMOS transistor IRF840
Avalanche energy rated
MECHANICAL DATA
Plastic single-ended package; heatsink mounted; 1 mounting hole; 3-lead TO-220 SOT78
L2(1)
b1
D1
e e
1
2
3
b
L1
q
0 5 10 mm
scale
DIMENSIONS (mm are the original dimensions)
|
UNIT |
A |
A1 |
b |
b1 |
c |
D |
D1 |
E |
e |
L |
L1 |
(1) L2 max. |
P |
q |
Q |
|
mm |
4.5 |
1.39 |
0.9 |
1.3 |
0.7 |
15.8 |
6.4 |
10.3 |
2.54 |
15.0 |
3.30 |
3.0 |
3.8 |
3.0 |
2.6 |
Note
1. Terminals in this zone are not tinned.
|
OUTLINE |
REFERENCES |
EUROPEAN |
ISSUE DATE |
|||
|
IEC |
JEDEC |
EIAJ |
||||
|
SOT78 |
TO-220 |
97-06-11 |
||||
c
A
A1
Q
Fig.19. SOT78 (TO220AB); pin 2 connected to mounting base (Net mass:2g)
Notes
1. This product is supplied in anti-static packaging. The gate-source input must be protected against static discharge during transport or handling.
2. Refer to mounting instructions for SOT78 (TO220AB) package.
3. Epoxy meets UL94 V0 at 1/8".
[1] GLAISE Christian. "Introduction à l'Électrotechnique et à l'Électronique de puissance". Collection médiathèque e-EEA du club EEA. Version du 9 septembre 2002. Disponible sur le site http://www.geii.iut-nimes.fr/cg/ de l'IUT de Nîmes.
[3] GASTON Bachelard in "la Formation de l'esprit scientifique" , les composants d'électronique de puissance. Version du septembre 2004.
[3]. MOUSTAFAOUI Dris, OUAGUENI Abdelmadjid, "Étude comparative de différentes stratégies de commande des variateurs de vitesse", Mémoire de fin d'étude cycle licence département d'électrotechnique, université de M'sila 2009, dirigé par: Mr : KHODJA Djalal Eddine.
[4] MAARAD Samir, BELKHIRI Walid, "Maintenance des maquettes didactiques de l'électronique de puissance". Mémoire de fin d'étude cycle ingénieur département d'électrotechnique, université de Batna 2010, dirigé par Ms : KERCHA Mbarka.
[6] www.google.com, ChapitreII_Les_interrupteurs_semi_conducteurs.pdf.
[8] Cours Énergie et convertisseurs d'énergie, "Chapitre 2 interrupteurs semi-conducteurs de puissance", Université de Savoie Licence EEA.
[10] ACHORA Atef, HAMDI Farid, "Étude et réalisation d'une maquette d'un hacheur série à base d'une MOSFET", Mémoire de fin d'étude cycle DUEA département d'électrotechnique, université de Batna, dirigé par
Mr: Bendaas Med Lokman.
[8] Cours d'électronique de puissance de 4éme année machine de Mr : Bendaas Med Lokman.
[9]
[11] http : // ww.pwrx.com.
[12] www.google.com, cours_hacheurs.pdf.
[13] http : // validator.w3.org.
[14] www.google.com, cours_hacheur4-quadrants.
[16] RAHMOUNI Abderrezak , "Commande d'un moteur à courant continu (assistée par le PIC16F84)". Mémoire de fin d'étude cycle ingénieur département d'électrotechnique, université de Batna 2004, dirigé par Mr : A.H-Haddoun et Mr : S.Drid.
[18] DRAIFA Samir, MEBARKIA Abderaouf, "Étude et réalisation d'une maquette didactique pour l'électronique de puissance (Redresseur - Gradateur - Hacheur)", Mémoire de fin d'étude cycle ingénieur département d'électrotechnique, université de Batna 2008, dirigé par Mr : Bendaas Med Lokman.
[20] LAIB Hichem, BAIDI Badiss, "Étude et réalisation d'une carde de commande d'un thyristor et d'un hacheur". Mémoire de fin d'étude cycle ingénieur département d'électrotechnique, université de Batna 2005, dirigé par Mr : Bendaas Med Lokman.
http : // www.eupec.com.
[10] BOUKRANA Lilia, "Étude et réalisation d'un hacheur réversible en tension", Mémoire de fin d'étude cycle DUEA département d'électrotechnique, université de Batna 2008, dirigé par Mr. Bendaas Med Lokman.
