Interface d'électronique de puissance universelle pour une production décentralisée.

UNIVERSITE MARIEN NGOUABI

ECOLE NATIONALE SUPERIEURE

POLYTECHNIQUE

N° d'ordre : ....../2018-2019/MRGEE/CUSI/ENSP

MEMOIRE

Pour l'obtention du diplôme de Master

Mention : Sciences de l'ingénieur

Parcours : Génie électrique et électronique Spécialité / option : Electrotechnique

Présenté et soutenu publiquement
Le 08 Janvier 2020
Par
Etienne Gessel KOULAKOUMOUNA MBABALA

Titulaire du Diplôme d'Ingénieur en Electrotechnique

et Electronique de Puissance

TITRE

INTERFACE D'ELECTRONIQUE DE PUISSANCE UNIVERSELLE
POUR LA PRODUCTION DECENTRALISEE

SUPERVISEUR SCIENTIFIQUE

Désiré LILONGA-BOYENGA, Professeur Titulaire CAMES, ENSP/UMNG, Congo

DIRECTEUR DE MEMOIRE

Thomas OPOKO, Docteur Ingénieur, E²C, Congo

JURY

Président : Louis MATOS, Maître de Conférences CAMES, ENSP/UMNG, Congo

Membre : Mathurin GOGOM, Maître-Assistant CAMES, ENSP/UMNG, Congo Hyacinthe MASSAMBA SITA, Maître-Assistant CAMES, ENSP/UMNG, Congo Thomas OPOKO, Docteur Ingénieur, E²C, Congo

DEDICACE

Ce mémoire de recherche est dédié à :

? mes parents Etienne et Alphonsine KOULAKOUMOUNA ; ? mes frères et soeurs

II

REMERCIEMENTS

Le travail présenté dans ce mémoire de recherche est le couronnement des efforts réalisés pendant notre formation en master recherche.

Que le Professeur Désiré LILONGA BOYENGA, Maitre de conférences, Directeur Général de l'ENSP trouve à travers ces mots toute notre reconnaissance.

Que Monsieur Thomas OPOKO Docteur ingénieur, directeur de ce mémoire malgré ses multiples obligations reçoit nos sincères remerciements.

Je remercie les membres du jury pour m'avoir fait l'honneur de porter leurs intérêts à l'amélioration de ce travail.

Je tiens à remercier l'ex responsable de la Chaire UNESCO en Sciences de l'Ingénieur, le professeur Louis MATOS et l'actuel responsable le professeur NZIKOU pour l'accompagnement et le soutien assuré à notre formation au sein de la Chaire. Mes remerciements vont à l'endroit de tous les enseignants de l'ENSP, particulièrement ceux du laboratoire de génie électrique et électronique.

Je tiens à adresser mes remerciements aux amis de classe du laboratoire de génie électrique : Rudy ELENGA, Brice ANGOR OSSEBI, Apila-NIANGA, Prince NKELA, Lionel NZIENGUE, Ulrich VIBOULOULOU, Prosnel BADIATA et tous les collègues non cités merci pour votre collaboration tout le long de notre de formation.

Je ne saurais terminer mes mots sans penser et remercier monsieur Daniel BAKEKOLO DAF à l'IGDE pour ses conseils et encouragements ; madame Cécile MAMPASSI pour une relecture entière du document et tout le personnel et collègues de travail à l'IGDE pour le soutient multiforme.

Souvent présents depuis de nombreuses années, mes amis (es) le Dr Popel L., Dr Chancel M., Serlyd M., Michelle M, Kamou K., Edolis NG., Richelle N, Hiram S., Vicha B. Clany P. et tous les amis de l'association YALI Congo. Lister mes bons souvenirs avec vous et ce que vous m'apportez d'une manière ou d'une autre serait trop long, donc juste merci.

Que ceux qui n'ont pas été cité ici, trouvent également l'expression de ma totale reconnaissance.

iii

TABLE DE MATIERES

DEDICACE i

REMERCIEMENTS ii

TABLE DE MATIERES iii

LISTE DES FIGURES v

LISTE DES TABLEAUX vii

LISTE DES ABBREVIATIONS viii

LISTE DES SYMBOLES x

GLOSSAIRE DES TERMES xi

CHAPITRE 1 1

INTRODUCTION GÉNÉRALE 1

1.1 Contexte 3

1.2 Problématique générale 4

1.3 Objectifs 5

1.4 Hypothèse de recherche 6

1.5 Méthodologie de recherche adoptée 6

1.6 Délimitation de la recherche 7

1.7 Résultat attendu et contribution à la recherche 8

CHAPITRE 2 9

REVUE DE LA LITTERATURE 9

2.1 Introduction 9

2.2 La production décentralisée ou génération distribuée 15

2.2.1 Application de la production distribuée 17

2.2.2 Les Génératrices de production décentralisée ou d'énergie décentralisées 17

2.2.3 Les différents types de GED d'origine renouvelable 18

2.2.4 Croissance et évolution des GED sur le réseau de distribution 22

2.3 L'utilisation de l'électronique de puissance dans la génération décentralisée 23

2.4 Interface électronique de puissance pour les systèmes de production distribuée 24

2.5 Conclusion 28

CHAPITRE 3 29

CONVERTISSEURS D'ELECTRONIQUE DE PUISSANCE 29

3.1 Introduction 29

3.2 Les systèmes de conversion d'électronique de puissance 29

3.3 Types de convertisseurs 30

3.4 Modulation de largeur d'impulsion 39

3.5 Conclusion 40

CHAPITRE 4 41

CONTRÔLE, MODÉLISATION ET ANALYSE 41

4.1 Introduction 41

4.2 Les sources en continu 41

4.3 Modélisation de l'onduleur 42

4.4 Modélisation de l'onduleur à la sortie du filtre 48

iv

4.5 Contrôle du filtre de sortie de l'onduleur 59

4.6 Conclusion 64

CHAPITRE 5 65

SIMULATION, RESULTATS ET DISCUSSION 65

5.1 Introduction 65

5.2 L'onduleur connecté au réseau 65

5.3 Sources d'entrée universelles 67

5.4 Résultats de la Simulation 69

5.5 Performances du système avec modifications de la puissance active et réactive 77

5.6 Étude d'un mode directionnel inversé 88

5.7 Conclusion 93

CHAPITRE 6 94

CONCLUSION ET PERSPECTIVES 94

6.1 Conclusion 94

6.2 Perspectives 95

REFERENCE BIBLIOGRAPHIQUE 96

ANNEXES 103

V

LISTE DES FIGURES

Figure 1. 1: les types de production 4

Figure 1. 2: Illustration de l'interface d'électronique de puissance. 5

Figure 2. 1: Système d'alimentation distribué (Jiang & Fahimi, 2011). 9

Figure 2. 2: Convertisseurs à couplage magnétique (Tao et al., 2008 ) 12

Figure 2. 3: Convertisseurs à couplage électrique 14

Figure 2. 4 : énergie solaire 19

Figure 2. 5 : énergie éolienne 19

Figure 2. 6 : installation hydroélectrique 20

Figure 2. 7: Méthode de production de l'énergie à travers la biomasse 21

Figure 2. 8: énergie géothermie 22

Figure 2. 9 : Répartition des types de GED (Mercier, 2015) 22

Figure 2. 10 : Schéma fonctionnel du System GD et d'interface EP. 27

Figure 2. 11: Interface d'électronique de puissance dans un système commun. 28

Figure 3. 1: Système de contrôle de convertisseur CC - CC. 32

Figure 3. 2: Symbole BJT 33

Figure 3. 3 : symbole MOSFET 33

Figure 3. 4: Symbole de l'IGBT 35

Figure 3. 5 : Schéma de l'IST en demi-pont monophasé à deux niveaux 37

Figure 3. 6 : Schéma de l'IST en pont complet 37

Figure 3. 7: (a) IST à trois fils, trois phases, deux niveaux. (b) représentation symbolique de

l'IST à trois phases 38

Figure 3. 8: Représentation de la porteuse de signal MLI 40

Figure 4. 1: Convertisseur CC / CA bidirectionnel 43

Figure 4. 2 : Modèle d'une charge connectée au réseau via un onduleur de tension 44

Figure 4. 3 : Circuit d'alimentation de charge connectée au réseau via l'onduleur. 44

Figure 4. 4: Détermination des instants de commutation dans le cas d'un intercepteur MLI. 46 Figure 4. 5 : alimentation de charge connectée au réseau via un onduleur représenté par le

modèle idéalisé. 47

Figure 4. 6 : Schéma triphasé connecté 50

Figure 4. 7 : Modèle par phase du filtre LCL. 51

Figure 4. 8 : réseau interconnecté à une source d'alimentation en CC via un onduleur

(Reznik et al., 2014). 52
Figure 4. 9 : Modèle harmonique monophasé d'un filtre LCL pour h?1 (Karshenas & Saghafi,

2013). 53

Figure 4. 10: HLCL et HL par rapport au nombre harmonique 54

Figure 4. 11: Représentation du modèle de filtre LCL pour un onduleur triphasé 55

Figure 4. 12 : modèle de source de tension contrôlée équivalente d'un onduleur de tension

avec filtre LC. 60
Figure 4. 13 : diagramme de phase équivalent d'un onduleur de tension (modèle à source de

tension contrôlée) avec un filtre LCL contrôlé en courant. 61

Figure 4. 14 : Structure de base de la boucle à verrouillage de phase 62

Figure 4. 15 : Conception PLL dans la plateforme du logicielle Psim 62

Figure 4. 16 : Représentation PLL dans un référentiel synchrone 63

Figure 5. 1: Grid connected to the inverter model 66

Figure 5. 2: Modèle de contrôle du courant par le contrôle PI direct 67

Figure 5. 3 : Convertisseur de tension d'entrée universel 68

Figure 5. 4 : tension de sortie de l'onduleur avant le filtre 69

Figure 5. 5 : courant de sortie de l'onduleur 70

Figure 5. 6 : Courant de sortie triphasé de l'onduleur 70

Figure 5. 7 : Courant de sortie filtré triphasé de l'onduleur 71

vi

Figure 5. 8 : Tension de sortie filtrée de l'onduleur: tension de la ligne (Vline) et la tension de

phase (Vphase). 71

Figure 5. 9 : Tension de sortie triphasée de l'onduleur filtrée connecté au réseau 72

Figure 5. 10 : Puissance active (KW) injectée dans le réseau 73

Figure 5. 11 : Puissance réactive (VAR) injectée dans le réseau 73

Figure 5. 12 : id réponse actuelle à la commande de référence 74

Figure 5. 13 : iq réponse du courant à la commande de référence 74

Figure 5. 14 : tension mesurée de d et q 75

Figure 5. 15 : Modulation des signaux dirigés vers la MLI 75

Figure 5. 16 : Source de tension d'onde triangulaire (Vtri) 76

Figure 5. 17 : Analyse FFT du THD du courant de ligne injecté dans le réseau 76

Figure 5. 18 : Courant de sortie de l'onduleur (IAa) 77

Figure 5. 19 : Courant de réponse au réseau 78

Figure 5. 20 : réponse de la tension de phase et du courant du réseau 78

Figure 5. 21 : Puissance active injectée (P) en KW au réseau à une amplitude de 5k. 79

Figure 5. 22 : Puissance réactive (Q) injectée en KVAR 79

Figure 5. 23 : Id réponse actuelle au changement de paramètres 80

Figure 5. 24 : Iq réponse actuelle au changement de paramètres 80

Figure 5. 25 : Tension mesurée des composants d et q 81

Figure 5. 26 : Modulation du signal dirigé vers MLI 81

Figure 5. 27 : Tension de triangulaire (Vtri) 82

Figure 5. 28 : Analyse FFT du courant de réseau 83

Figure 5. 29 : Courant de sortie de l'onduleur Ia 84

Figure 5. 30 : Réaction du courant de réseau au changement de puissance. 84

Figure 5. 31 : Réaction de la tension de phase et du courant du réseau 85

Figure 5. 32 : Puissance active injectée dans le réseau «P» en KW 85

Figure 5. 33: Puissance réactive injectée Q (KVAR) dans le réseau 86

Figure 5. 34: Réaction du courant Id sur le changement de commande de référence. 86

Figure 5. 35: Réaction du courant Iq au changement de commande de référence 87

Figure 5. 36: Signal de modulation dirigé vers PWM MLI 87

Figure 5. 37: Tension mesurée des composants d et q 87

Figure 5. 38 : Analyse FFT du courant de réseau 88

Figure 5. 39 : Courant de sortie de l'onduleur. 88

Figure 5. 40: Réaction du courant du réseau au changement de commande de référence. 89

Figure 5. 41: Réaction de la tension de phase et du courant du réseau 90

Figure 5. 42: Puissance active (KW) et puissance réactive (KVAR) injectées vers le réseau90

Figure 5. 43: réaction du courant Id			91
Figure 5.	44	: réaction du courant Iq au changement de commande de référence	91
Figure 5.	45	: tension mesurée des composants d et q	92
Figure 5.	46	: analyse FFT du courant de réseau	92

VII

LISTE DES TABLEAUX

Tableau 4. 1: Schéma de commutation de SMLI 45

Tableau 4. 2 : Limites de distorsion actuelles pour les systèmes de distribution généraux

(120V à 69000v) (Wang et al., n.d.). 49

Tableau 4. 3 : Paramètres de conception du filtre LCL 56

Tableau 4. 4 : Valeurs des paramètres de conception du filtre LCL. 59

Tableau 4. 5 : Paramètres de l'onduleur et du LCL 60

Tableau 4. 6 : paramètre de l'onduleur et du filtre LCL 61

VIII

LISTE DES ABBREVIATIONS

AP Aimant Permanent

BJT Transistor de jonction bipolaire de puissance

BT Basse tension

BVP Boucle à verrouillage de phase

CA Courant alternative

CC Courant continu

CCE Convertisseur couplé électriquement

CCM Convertisseur à couplage magnétique

CLHF Convertisseur de liaison haute fréquence

CNE Code national de l'électricité

dq quadrature directe

ED Energie distribuée

ENR Energie renouvelable

EP Electronique de Puissance

FFT Fast Fourier transform (Transformée de Fourier Rapide)

GCI Onduleur connecté au réseau

GD Génération distribuée

GED Génératrices d'énergie décentralisées

IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers

IEPA Interface électronique de puissance avancée

IEPU Interface d'électronique de puissance universelle

IGBT Transistor bipolaire à grille isolée

IST Onduleur/inverseur de source de tension

MLI Modulation de largeur d'impulsion

MLIS Modulation de largeur d'impulsion sinusoïdale

MOSFET Transistor à effet de champ semi-conducteur à oxyde métallique

MT Moyenne tension

PD Production Décentralisée

PI Proportionnel-intégral

PLL Phase locked loop (boucle à verrouillage de phase)

PV Photovoltaïque

RGD Ressources de génération distribuée

P Puissance active

ix

Q Puissance réactive

SER Source d'énergie renouvelable

SPMP Suivi du point maximum de puissance

SSE Système de stockage d'énergie

TFD Transformation de Fourier discrète

THD Distorsion harmonique totale

VAR Volt ampère réactif

VCO Oscillateur à tension contrôlée

X

LISTE DES SYMBOLES

Cb Capacité de base

Cf Condensateur de filtre

fg Fréquence du réseau

fres Fréquence de résonance

fsw Fréquence de commutation

Ia Courant de sortie de l'onduleur

Ig Courent du réseau

kHz Kilo hertz

Kp Gain proportionnel

Lg Inducteur côté réseau

Li Inducteur côté inverseur

LT Inducteur total

PI Intégrale proportionnelle

Pf Facteur de puissance

Pn Puissance nominale

r Relation entre facteur et inductances

Rf Résistance d'amortissement

Rg Résistances d'inductance côté réseau

Ri Résistances d'inductance côté onduleur

Vc Filtre de tension du condensateur

Vdc Tension nominale continue

VFC Tension de la pile à combustible

Vg Tension du réseau

Vi Tension de sortie de l'onduleur

VPV Tension photovoltaïque

Vrms Tension de la racine moyenne quadratique Vwind Tension du vent

ù Vitesse angulaire

ùn Fréquence naturelle en rad / s

xi

GLOSSAIRE DES TERMES

Convertisseur Boost step-Up en anglais, ou hacheur parallèle, est

une alimentation à découpage qui convertit une tension continue en une autre tension continue de plus forte valeur.

Un convertisseur buck ou hacheur série, est une alimentation à découpage

qui convertit une tension continue en une autre tension continue de plus faible.

IEEE 1547 il s'agit d'une norme de l'Institut des ingénieurs

électriciens et électroniciens pour l'interconnexion des ressources de production décentralisées dans le réseau.

Modélisation du système modèle conceptuel résultant d'une modélisation de
système qui décrit et représente un système dans le monde réel. Un système comprend plusieurs vues telles que la planification, l'analyse, la conception, la mise en oeuvre, le développement, la structure, le comportement, les données d'entrée et de sortie.

Psim logiciel de gestion des informations de sécurité

physique conçu pour intégrer des circuits électriques et électronique afin d'effectuer des simulations.

Ressource distribuée source de production et de stockage d'électricité qui
est réalisée par un autre petit dispositif connecté au réseau, appelé ressource énergétique distribuée (RED).

Simulink environnement de programmation graphique basé
sur MATLAB pour la modélisation, la simulation et l'analyse de systèmes dynamiques multi domaines. Son interface principale est un outil de diagramme de blocs graphique et un ensemble personnalisable de bibliothèques de blocs.

Systèmes d'énergie énergie naturellement reconstituée sur une échelle

renouvelable de temps humaine, telle que la lumière du soleil, le

vent, la pluie.

1

CHAPITRE 1

INTRODUCTION GÉNÉRALE

Au cours des dernières années, de nombreux gouvernements sont confrontés à une demande croissante en énergie. Tout en réduisant les émissions de dioxyde de carbone lourd émises par les industries, les gouvernements se tournent vers les sources d'énergie renouvelable (ENR) aux avantages environnementaux. Ainsi les secteurs privés et gouvernementaux se sont lancés des défis de réduire les émissions de dioxyde de carbone de différentes industries, telles que les centrales à énergie fossile, et soutenir le développement de sources d'énergie renouvelables. Ils se concentrent maintenant sur la production décentralisée, un concept prometteur à considérer pour une solution future dans la résolution des problèmes techniques, économiques et environnementaux des systèmes électriques classiques.

En raison de son efficacité opérationnelle supérieure (40-60%), la production décentralisée est considérée comme la technologie la plus prometteuse car elle offre une modularité et une fiabilité optimale, avec la capacité potentielle de fournir à la fois de la chaleur et de la puissance pour des opérations combinées de cogénération de 80% (Chiradeja & Ramakur, 2004).

Pour réduire les impacts potentiels sur la production décentralisée, des interfaces d'électronique de puissance sont introduites afin d'intégrer la production énergétique avec un système d'alimentation électrique existant. Cette interface traitera les harmoniques les plus élevées provenant des sources de production. L'interface offre des capacités tout à fait uniques par rapport aux technologies d'interconnexion traditionnelles devant être développées en tant que lien entre toutes les unités de production décentralisée et les consommateurs car l'interface sépare toutes les unités de production et le réseau. Elle fournit une alimentation réactive, limite le courant de défaut ainsi une alimentation de qualité au réseau de distribution. L'énergie renouvelable basée sur la production décentralisée peut être un fardeau pour une centrale électrique conventionnelle ; pourtant, cela augmente l'investissement dans l'infrastructure de transport électrique. De nombreuses générations localisées peuvent être l'une des alternatives au modèle de production centralisé, offrant la possibilité d'incorporer un stockage d'énergie pour les influences de puissance.

La plupart des systèmes de distribution sont distants et les locaux sont principalement basés sur un contrôleur local avec une communication directe ou un mécanisme de prise de décision basé sur un agent (Goldstein, et autres, 2003), dans lequel la

2

production éolienne est un exemple typique et réussi. Pourtant, si les sources d'énergie renouvelables sont disponibles localement pour alimenter des applications telles que les systèmes de micro réseaux et d'alimentation des véhicules, l'organisation des systèmes conventionnels pour les systèmes de distribution comporte de nombreux aspects pour des améliorations futures (Jiang et Fahimi, 2011). Les topologies de convertisseur unifié à plusieurs entrées présentent les avantages suivants : coût bas, densité de puissance élevée et facilité de gestion. De nombreuses recherches sur le système de conversion à entrées multiples au cours des dernières années ont abouti à une grande variété de topologies (Kwasinski, 2009). Généralement, le convertisseur à entrées multiples est classé en deux types de topologie : le convertisseur à couplage magnétique (CCM) et le convertisseur à couplage électrique (CCE). En ce qui concerne le CCM, les méthodes de multiplexage par addition de flux et dans le domaine temporel sont principalement utilisées pour transférer de l'énergie du côté primaire du convertisseur au côté secondaire.

Par contre les CCE sont implémentés avec des topologies non isolées comme les cellules de commutation buck boost et boost. La puissance de commande de ce type de convertisseur est simple et le circuit est généralement simple. Il offre beaucoup moins de flexibilité sur la tension de sortie avec un coût inférieur sur le marché. Le CCE s'est rendu plus attrayant dans de nombreuses applications, telles que les régulateurs de tension pour automobiles et les microprocesseurs. Les avantages du CCE sont qu'ils peuvent être montés en parallèle ou dans une configuration en série (Jiang & Fahimi, 2011).

Dans le cadre de cette recherche, un nouveau concept d'interfaces universelles d'électronique de puissance est présenté afin de remédier aux inconvénients susmentionnés de la topologie des systèmes de convertisseurs avec multiple-entrées. Le mot « interfaces » est choisi en raison du fait que les alimentations en courant alternatif et continu peuvent être reçues en tant que puissance d'entrée et seront envoyées du côté de la sortie dans le port requis. Un système à six ports d'entré est présenté comme modèle afin d'élaborer les processus d'analyse, de modélisation et de contrôle de la conception.

3

1.1 Contexte

Un large éventail d'applications retient de plus en plus l'attention dans le système d'énergie renouvelable, au cours des dernières années la demande en électricité a très fortement augmentée. Par conséquent, une collection de sources d'énergie renouvelables constitue un bon ajout au système d'alimentation électrique conventionnel en vue d'améliorer la capacité d'alimentation.

Afin de réduire les impacts potentiels sur la production décentralisée, des interfaces d'électronique de puissance universelle (IEPU) sont introduites pour intégrer la production décentralisée à un système d'alimentation électrique existant et pour traiter les harmoniques les plus élevées provenant des sources de production. L'interface offre des fonctionnalités uniques en leur genre. Les technologies d'interconnexion traditionnelles devant être développées en tant que lien entre toutes les unités de production décentralisée et les consommateurs pour un courant de qualité au réseau consommateur (Driesen, et al., Avril 2005).

L'énergie renouvelable peut être un fardeau pour la centrale électrique conventionnelle. Ainsi, de nombreuses générations localisées peuvent constituer l'une des solutions de remplacement du modèle de production centralisé, offrant la possibilité d'intégrer le stockage d'énergie. En ce qui concerne les réseaux électriques locaux, la production décentralisée à convertisseurs multiples a été introduite dans une revue de littérature antérieure, en offrant une solution pour la récupération, la répartition et le stockage de l'énergie. Les sources d'énergie sont fusionnées dans un système d'alimentation décentralisé en tant que centrales centralisées distantes qui prennent la forme de production décentralisée, comme le montre la figure 1 (a). La production décentralisée basée sur les énergies renouvelables allégera ensuite les charges des centrales classiques. Cependant, d'un autre côté cela augmentera les investissements dans les infrastructures de transport (Jiang et Fahimi, 2011). La production localisée est l'une des options du modèle de production centralisée, offrant l'occasion de mélanger le stockage d'énergie dans le but de générer un effet de levier énergétique. Pour les réseaux électriques locaux, il a été signalé que des générateurs généralisés multi-étages offrent une solution pour la récupération, la répartition et le stockage de l'énergie, comme illustré à la Fig. 1.1 (b).

4

Figure 1. 1: les types de production

La figure 1.1 ci-dessus montre la configuration des différents types de production (a) Production centralisée dont le système d'alimentation électrique repose essentiellement sur trois types de centrales : les centrales thermiques, les centrales hydrauliques et les centrales nucléaires. (b) installation de petite capacité de production connectée à un jeu de barres à courant continu avec partage de production décentralisée (Jiang et Fahimi, 2011).

1.2 Problématique générale

Le réseau électrique constitue le vecteur de transport d'énergie électrique produite vers les différents abonnés. Face aux problèmes croissant de la demande d'énergie, de nombreuses entreprises de production d'électricité publiques et privées s'efforcent davantage d'augmenter leur production pour y répondre. Dans ce cadre, la production décentralisée jouera un rôle très important entre les différentes technologies de production des produits électroniques tels que la pile à combustible, l'énergie éolienne, les vagues et l'énergie solaire. En développant une interface d'électronique de puissance appropriée, il jouera un rôle essentiel dans la régulation de la tension de sortie dans des conditions stables et transitoires. De plus, l'interface permettra à la production décentralisée de fournir une fonctionnalité accrue en améliorant la qualité de l'énergie et la tension reçue via des filtres (réduisant les harmoniques), tout en réduisant les coûts globaux d'interconnexion. Cette recherche présente une interface d'électronique de puissance à l'échelle de contrôle unique pour la production décentralisée destinée à une application de connexion au réseau / résidentielle (Kroposki, et al., 2010).

Le problème de la recherche consiste à examiner l'intérêt d'utilisation d'une interface d'électronique de puissance universelle pour les systèmes de production distribuée en développant un nouveau concept d'interface dans laquelle toutes sources d'énergie connectées pourront être contrôler afin d'obtenir un résultat fiable à la sortie (réseau ou la charge), comme indiqué sur la figure 1.2 ci-dessous :

5

Figure 1. 2: Illustration de l'interface d'électronique de puissance.

1.3 Objectifs

Les objectifs de la recherche sont nommés comme suit :

· comprendre la croissance et l'évolution des GED sur le réseau de distribution ;

· comprendre l'importance de la production décentralisée ;

· définir le concept d'interface d'électronique de puissance universelle (IEPU) en visant les performances universelles d'un système de traitement de puissance capable de collecter, conditionner et transmettre de manière optimale l'énergie produite ;

· évaluez un système d'alimentation hybride avec différentes structures et choisir une solution pratique et rentable pour la mise en oeuvre de l'interface d'électronique d'alimentation universelle ;

· définir les modes de fonctionnement afin d'obtenir une collection optimale d'énergies flexibles, une gestion optimale de l'énergie et des interactions optimales entre les réseaux ;

· proposer et concevoir un système de contrôle local pour une interface source afin d'atteindre le partage de puissance dans des conditions dynamiques et stables.

6

1.4 Hypothèse de recherche

La plupart des recherches précédentes étaient axées sur la conversion cc-cc ; pourtant, de nombreuses charges industrielles et automobiles ne sont alimentées que par une tension et un courant alternatif. On remarque alors que l'ensemble du système dynamique doit être changé chaque fois que des étapes de conversion cc-cc doivent être faites avec les inverseurs (onduleurs) cc-ca par exemple ; il faudra alors déployer des efforts considérables pour atténuer les injections d'ondulation provenant de l'onduleur.

Des recherches antérieures ont également proposé des systèmes uniques ne traitant que du traitement de puissance unidirectionnel et des opérations de circuit ; mais les moyens d'opération durables n'ont pas été pris en compte car il s'agit là des caractéristiques les plus souhaitables du système d'alimentation hybride dans les applications de micro-réseaux et de véhicules électriques.

1.5 Méthodologie de recherche adoptée

Le but de cette recherche est de développer un modèle d'interface d'électronique de puissance hybride universel pour les systèmes de production distribuée. La méthodologie de recherche proposée qui pour atteindre cet objectif est divisée en six chapitres et une annexe. Le plan de rédaction est disposé comme suit :

a. Chapitre 1 : introduction générale

Ce chapitre consistera à l'introduction du projet de recherche en présentant le contexte du problème, les objectifs, les résultats attendus et la méthodologie de travail pour ce mémoire de recherche.

b. Chapitre 2 : revue de la littérature

Le deuxième chapitre est principalement basé sur une revue de la littérature de

recherches antérieures menées sur ce type de recherche.

Il comprendra des sections telles que :

- la production décentralisée ;

- les différents types de génération distribuée d'origine renouvelable ;

- l'utilisation de l'électronique de puissance ;

- l'interface d'électronique de puissance pour les systèmes de production

décentralisée ;

- systèmes de production décentralisée.

c. 7

Chapitre 3 : Convertisseur d'électronique de puissance

Le chapitre 3 présente les types de convertisseurs liés à la rédaction de cette recherche, il présente des points tel que :

- les types de convertisseurs d'électronique de puissance ; - les systèmes de conversion d'électronique de puissance.

d. Chapitre 4 : modélisation et conception du système

Il sera basé sur la description du système proposé, l'étude de la sensibilité de la tension aux variations de puissance active et réactive, la modélisation et la conception du système de contrôle de l'IEPU.

e. Chapitre 5 : résultat des simulations et discussions

Il inclut les résultats obtenus lors de la modélisation du système ainsi que les résultats de la simulation obtenue par les programmes de simulation Psim et Matlab Simulink.

f. Chapitre 6 : conclusion et perspectives

Ce dernier chapitre sera essentiellement constitué de la conclusion ; les recommandations ou perspectives d'étude pour les recherches futures et la bibliographie.

g. Annexes

Vous trouverez ici les diagrammes clés après la modélisation et d'autres matériaux importants qui sont utilisés pour la réussite de ce mémoire de recherche.

1.6 Délimitation de la recherche

Ce mémoire se concentre sur la modélisation d'une interface d'électronique hybride connectée à un réseau de distribution ou une charge (abonnés) dans l'ensemble du système de distribution. Un système d'alimentation hybride d'une puissance inférieure à 100 kW sera présenté. En tant que structure du système, une entrée d'électronique universelle de puissance composée de microturbines, de microcentrales hydroélectriques, de centrales photovoltaïques, d'énergie éolienne et de batterie connectée à un jeu de barre puis à une interface d'électronique de puissance composée de redresseurs et d'onduleur convertissant le courant continu généré en courant alternatif pour le branchement au système de production décentralisée est présentée. Dans ce mémoire la tension continue à l'entrée de l'onduleur doit nécessairement être 800v. Toutes les sources de production seront considérées de façon à fournir une tension estimée à 400v au Jeu de barres.

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1.7 Résultat attendu et contribution à la recherche

Le résultat attendu est une nouvelle théorie de la flexibilité de l'interface d'électronique dans les opérations avec différents systèmes de production décentralisée, pour une réduction potentielle des coûts d'interconnexion globaux grâce à la normalisation et à la modularité. À l'aide des logiciels de simulation et conception Psim et Simulink, une nouvelle conception, un prototype, une modélisation, un développement, une simulation et des résultats expérimentaux d'interface d'électronique de puissance seront présentés pour améliorer la qualité de l'alimentation de la charge ou du réseau en améliorant les harmoniques à travers les filtres et en fournissant un temps de commutation rapide pour les charges sensibles. Cela apportera une nouvelle approche aux convertisseurs d'électroniques de puissance avec l'entrée universelle au lieu d'un seul convertisseur d'électronique de puissance pour le système de production décentralisée.

Par conséquent, les résultats attendus sont cités comme suit :

? théorie d'importance de l'IEPU pour les productions décentralisées ; ? un prototype d'IEPU ;

? mémoire de Master recherche ;

? deux articles scientifiques.

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CHAPITRE 2

REVUE DE LA LITTERATURE

2.1 Introduction

De nombreuses recherches ont été menées sur un convertisseur électronique de puissance multiple basé sur des systèmes d'alimentation distribués dans d'autres systèmes pour traiter plusieurs sources d'entrée. La plupart des configurations de systèmes adoptées à partir de recherches antérieures reposent uniquement sur des convertisseurs localisés dotés de grandes capacités de communication ou sur une technique de mécanisme d'agent de prise de décision, décrite dans l'analyse des auteurs (Smolenski, 2012; Lagorse et Simoes, 2009). Sur un jeu de barres de tension continue, une telle configuration basée sur un système d'alimentation distribué, localisé et baser sur plusieurs convertisseurs est présentée sur la fig. 2.1 ci-dessous :

Figure 2. 1: Système d'alimentation distribué (Jiang & Fahimi, 2011).

Lorsque les sources d'énergie sont localement exemptées de faible ou à moyenne puissance, les applications à plage de puissance telles que les micro-réseaux et les zones industrielles supérieures. Ces sources d'alimentation distribuées localement offrent des possibilités d'amélioration de la répartition de charge entre les différents modules d'alimentation. Elles sont entièrement basées sur le canal de communication, car elles introduisent un taux de défaillance accru, une dégradation de la régulation de

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la charge, une mise en oeuvre complexe avec des coûts de fabrication et de maintenance élevés. Les systèmes multi-convertisseurs qui ont été utilisés pour la communication et les systèmes de batterie (Byungcho et al., 1999) ont une excellente régulation de la charge avec de puissantes capacités de partage de charge. Pourtant, ce type de système est mono spécifique et conçu pour un certain nombre de tâches. Il ne convient donc pas pour une performance polyvalente des systèmes énergétiques intelligents.

Par conséquent, le convertisseur d'entrée universel est l'un des meilleurs candidats pour la production décentralisée et les infrastructures de réseau intelligent, car il peut collecter et traiter toutes les sources d'énergie et stockages d'énergie en une unité «globale». La topologie à technologie de saisie universelle présente les avantages suivants : faible coût, densité de puissance supérieure et gestion simple. Un grand nombre de recherches ont été menées sur les convertisseurs multi-entrées au cours des dix dernières années et ont abouti à un large éventail de topologies. En général, un convertisseur à entrées multiples peut être classé en deux catégories : convertisseur à couplage magnétique (CCM) et convertisseur à couplage électrique (CCE).

En se référant à la topologie du convertisseur, les méthodes d'ajout de flux, de multiplexage dans le domaine temporel et de transfert d'énergie magnétique sont utilisées dans le CCM, en plus de la conversion d'énergie du côté primaire du convertisseur et du côté secondaire. Matsuo (2004) a proposé l'une des premières versions de CCM pour laquelle le domaine temporel est une méthode de multiplexage, cet auteur a proposé une topologie à entrées multiples basée sur le retour en amont / le côté secondaire, comme le montre la figure 2.2 (a). Le multiplexage dans le domaine temporel trouvé dans le CCM sur la fig. 2.2 (a) est facile à mettre en oeuvre et rend le mode de fonctionnement en courant discontinu, dont chaque canal est facile à contrôler ; Cependant, la densité de puissance de telles topologies est liée à la nature de la topologie flyback / forward et au réglage du temps de transfert d'énergie disséqué (Matsuo et al., 2004). Les auteurs Chen (2002), Chlu et Leung (2007) ont proposé un CCM à entrées multiples basé sur le principe de dépendance aux flux ; l'énergie provenant de diverses sources sera transférée au côté secondaire en ajoutant le flux total dans le noyau magnétique provenant de chaque canal de conversion.

Néanmoins, pour que l'ajout de flux fonctionne, il recherche des sources de courant d'onduleur sur chaque entrée et sortie, car dans la plupart des cas, il s'agit de l'unidirectionnel et il ne convient pas aux applications des systèmes de stockage

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d'énergie. La Figure 2.2 (b) montre un convertisseur à entrées multiples basé sur un pont complet et alimenté par une source de courant, dans lequel nous pouvons voir que le courant électrique ne va que du côté gauche au côté droit (Chen, et al., 2002). La méthode d'énergie de transfert magnétique étant basée sur l'analyse du flux de puissance, où les réactances en série XL et le déphasage en tension ä dominent le

y2

flux de pouvoir comme indiqué dans l'équation, P = sin o

XL

Cette topologie typique à entrées multiples est un pont complet ou à demi pont. La réactance de fuite du transformateur est donc utilisée pour le transfert de puissance.

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Figure 2. 2: Convertisseurs à couplage magnétique (Tao et al., 2008 ).

De Doncker (1991) a proposé la première littérature sur le concept de topologie à sortie unique, après quoi les auteurs Peng (2004); Soomro (2014); Liu et Li (2006) ont se sont convenus de idée qui s'applique aux autres topologies et versions à entrées multiples. La Fig.2.2 (C) présente le convertisseur tri-port où les différentes topologies de contrôle du flux de puissance sont utilisées (Tao et al., 2008 ). Cependant, il a été constaté que la méthode de transfert d'énergie magnétique est un paramètre de circuit car elle est soumise à des performances potentiellement imprécises. La capacité de disposition actuelle est donc un autre fait à considérer lors de l'interfaçage spécial avec une source d'énergie renouvelable telle que la pile à combustible. D'une autre manière, la méthode de transfert d'énergie ne s'intéresse pas uniquement à la régulation du courant mais principalement au contrôle du flux de puissance. Les convertisseurs à couplage magnétique offrent une densité de puissance plus élevée et un niveau de tension de sortie flexible dans la mesure où une technique de commutation forte et douce peut être appliquée. Pourtant, le périphérique du circuit CCM a une technique de mise en oeuvre très complexe pour le partage de charge par rapport à diverses autres sources et éléments de stockage d'énergie, alors que le CCM est simple et a une polarité inférieure à 10KW (Jiang & Fahimi, 2009).

Les CCE sont généralement effectuées avec des topologies de convertisseur non isolées, telles que buk, boost et buck-boost. Le flux de puissance de contrôle du CCE est relativement simple et le circuit périphérique du CCE est généralement simple. La

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tension de sortie de CCE a moins de flexibilité; Il a une structure modulaire et un faible coût de fabrication. Par conséquent, les systèmes CCE sont plus avantageux dans un large éventail d'applications variées telles que les systèmes d'automobile et de communication.

Dans la figure 2.3, nous présentons diverses implémentations de topologies à entrées multiples. Nous constatons que les auteurs (Marchesoni et Vacca, 2007; Ozpineci et al., Nd) ont mis en oeuvre l'interface à entrées multiples en regroupant différentes sources pour obtenir une tension de sortie élevée, et le schéma de commutation de ces canaux à entrées multiples peut être le domaine temporel. Multiplexe ou mélange de multiplexage et de commutation simultanée ; la Figure 2.3 (a) présente une topologie basée sur la cellule de suralimentation avec une tension d'entrée de pile. Behjati & Davoudi (2013) ; Benavides & Chapman (2005) Offrent la topologie en abaissement basée sur le code CCE à entrées multiples et fonctionnant avec un modèle de commutation multiplexé dans le temps, comme illustré à la figure 2.3 (b). Kwasinski & Kerin (2007) ont examiné des sources ayant différents niveaux d'entrée et ont proposé la topologie avec cellules de commutation Mix-boost et buck-boost comme application frontale de conversion de micro réseau ; Comme le montre la figure 2.3 (c), les deux cellules de commutation buck et boost ont été incorporées dans une autre unité afin de partager la puissance. Une batterie de sources est également incluse pour la sortie négative des cellules de commutation buck-boost.

Selon Wai (2007), en utilisant la topologie en mode de commutation mixte et en pompe de charge, il crée un CCE à entrées multiples que tous les sous-systèmes auront en commun et la puissance circulera de manière bidirectionnelle en raison du couplage inducteur c'est à dire coupler des cellules Buck à d'autres pour alimenter la charge de l'onduleur ; Il souligne également de proposer les avantages des onduleurs à entrées multiples tels que (Yang, 2014; Chen et al., 2007) :

1) capaité de transmettre de l'énergie individuellement ou simultanément du PV et de l'éolienne directement au réseau ;

2) possibilité de mettre en oeuvre le suivi de point de puissance maximale (MPPT) présenté dans les systèmes solaires et l'énergie éolienne, et enfin

3) il permet aux systèmes d'alimentation en énergie renouvelable de fonctionner dans une plage de tension d'entrée variable plus élevée.

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Figure 2. 3: Convertisseurs à couplage électrique

Sur la figure 2.3 sont présentés les convertisseurs : (a) Stack multi-level (Ozpineci et al., N.d.); (b) multiplexage multicanal (Benavides et Chapman, 2005); (c) combinaison de cellules de commutation (Kwasinski & Kerin, 2007); (d) Cellule de commutation uniforme (Solero et al., 2005).

Les auteurs Solero (2005) ; Jiang et Fahimi (2009) ont convenu que les cellules boost similaires peuvent former un système de conversion à entrées multiples utilisé à la fois pour les systèmes d'immobilisation, les applications mobiles et les cellules de commutation capables de fournir de l'énergie à la source comme indiqué à la Fig.2.3 (d).

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2.2 La production décentralisée ou génération distribuée

Aussi appelé production distribuée, la production décentralisée par définition est la production d'énergie électrique à l'aide d'installations de petite capacité raccordées au réseau électrique à des niveaux de tension peu élevée : basse (BT) ou moyenne tension (MT) (Püttgen, et al., 2003). Cette définition inclut un large éventail de différents systèmes de génération possibles. D'un côté, il y a de grandes centrales de production sur des sites industriels d'une capacité de plusieurs dizaines de MW, tandis que de l'autre côté, il y a de petites unités de quelques kW, typiques des installations domestiques de type GD. La production distribuée ne doit pas être confondue avec la production renouvelable. Les technologies de production distribuée incluent les sources d'énergie renouvelables, mais ne se limitent pas à ces types de sources.

L`avantage du courant produit de manière décentralisée est le point d'entrée et d'approvisionnement du réseau, la connexion est plus courte et les différences de tension sont moindres qu'avec la production électrique centralisée. C'est ce qui permet de réduire les pertes en ligne, ainsi que les coûts d'utilisation du réseau (Brocke, 2012). Dans le contexte des conflits et du coût élevé de la restructuration des réseaux de transport d'électricité, notamment des « autoroutes » électriques du nord vers le sud, la production décentralisée d'électricité constitue une possibilité d'économiser des capacités du réseau.

Au cours des dernières années, on a constaté une augmentation du nombre de petites unités de production distribuée (PD) connectées au réseau. L'électronique de puissance joue donc un rôle essentiel dans la connexion de ces unités de PD au réseau. L'insertion de PD entraîne des différences dans le fonctionnement du système d'alimentation, la plupart des unités PD sont relativement petites et connectées au réseau de distribution. Par conséquent, cela entraîne une augmentation du nombre de générateurs ce qui modifie la direction du flux de puissance. En outre, plusieurs types d'appareils de production distribuée sont généralement basés sur des sources d'énergie renouvelables comme les énergies solaire et éolienne, qui sont incontrôlables et ont un caractère intermittent. Cela peut entraîner des flux d'énergie imprévisibles et fluctuants dans le réseau. Contrairement aux générateurs conventionnels, la plupart des unités de PD ne participent pas au contrôle du réseau (Jenkins, 2000).

L'intérêt croissant pour les applications de la production distribuée dépend de la situation politique et des développements environnementaux, économiques et techniques. L'intention politique actuelle consistant à réduire les émissions de gaz à

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effet de serre et à préserver les combustibles fossiles, comme convenu dans le protocole de Kyoto, la Cop 21 et 23 ont donné lieu à une incitation à une énergie propre et renouvelable (Scott et al., 2002). C'est ainsi que de nombreux gouvernements ont lancé des programmes visant à appuyer l'exploitation de sources d'énergie renouvelables telles que l'énergie éolienne et solaire. Alors que le monde s'engage dans la libéralisation des marchés de l'électricité, il est important d'envisager d'influencer positivement l'augmentation des productions distribuées. Un environnement déréglementé et un accès ouvert au réseau distribué sont plus susceptibles de fournir les meilleures opportunités aux unités de production. La production décentralisée exige principalement des coûts en capital moins élevés et des temps de construction plus courts. Il est devenu très difficile de trouver des sites et des autorisations dans d'autres pays pour construire de nouvelles grandes centrales et installations de transmission avec des lignes aériennes à haute tension. Comme les unités de production décentralisée sont généralement connectées au réseau distribué, l'extension du réseau de transmission n'est pas vraiment nécessaire. La production décentralisée est de plus en plus appliquée de sorte qu'elle contribue à fournir de l'énergie pour répondre à la demande plus élevée d'énergie électrique (Wall, 2001).

Une autre raison importante de l'utilisation de la technologie de production décentralisée réside simplement dans le fait qu'un certain nombre de technologies de PD ont atteint un stade de développement permettant une mise en oeuvre à grande échelle dans les systèmes de distribution d'électricité existants (Puttgen et autres, 2003).

Il est important d'examiner la définition de la production ou génération distribuée et son contexte. Il y a d'autres noms de production décentralisée qui sont utilisés, tels que « génération intégrée », « génération dispersée » et « ressources énergétiques distribuées » (Ackermann et al., 2001). Malgré le fait que toutes les définitions sont presque identiques, il existe quelques différences (Dondi et al., 2002).

La génération distribuée est en réalité un réseau connecté, alors que la génération dispersée peut être autonome. Le terme génération décentralisée explique la répartition géographique, tandis que le terme génération intégrée désigne le fait que la puissance générée est utilisée localement (Ackermann et al., 2001). Les ressources distribuées intègrent également des périphériques de stockage. Dans cette recherche, les termes « Génération distribuée » abrégé en « GD » ou « production distribuée » sont utilisés.

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2.2.1 Application de la production distribuée

Les applications de la production distribuée encore appelée génération distribuée (GD) sont aujourd'hui primordiales pour les marchés de niche, définis comme les caractéristiques du produit visant à satisfaire des besoins spécifiques de marché, ainsi que la fourchette de prix, la qualité de la production et la démographie qui sont censés avoir un impact par laquelle une qualité de puissance supplémentaire est souhaitée, d'une autre manière, la génération distribuée est désignée pour la sauvegarde et pour les conditions de partage d'énergie maximales (Anon, 2016).

La plupart du temps, ces générateurs sont dans un état de non-fonctionnement pendant une longue période jusqu'à ce que les besoins de la charge nécessitent une génération supplémentaire. La GD peut être coûteux à installer, à entretenir et à exploiter pour la plupart des clients commerciaux. Autant de facteurs contribuant aux coûts élevés, notamment le coût élevé du gaz naturel, l'absence de processus d'installation standard et le coût de nombreuses technologies telles que les micro-turbines, qui doubleront le coût de l'énergie générée au diesel conventionnel (Tolbert et al., 2005).

Par conséquent, l'électronique de puissance est utilisée, mais ne se limite pas à l'interface, avec certaines ressources de production décentralisée, telles que les piles à combustible, les systèmes photovoltaïques, les éoliennes, les micro-turbines et les moteurs à combustion interne. En outre, plusieurs systèmes de stockage d'énergie, tels que les batteries et les volants d'inertie sont à l'étude pour permettre aux GD d'exploiter le surplus d'électricité produit par les générateurs les plus efficaces au moment du chargement faible. L'électronique de puissance présente un potentiel important qui améliorera la régulation de la tension locale du réseau, ce qui profitera au service public et à la source de GD détenue par le client.

2.2.2 Les Génératrices de production décentralisée ou d'énergie

décentralisées

Les génératrices d'énergie décentralisées (GED), englobent l'ensemble des systèmes ayant de faible puissance et produisant de l'énergie électrique sur des niveaux de tension peu élevés. La production décentralisée ou GED s'oppose au terme « production centralisée » représentant les centrales de fortes puissances connectées au réseau de transport. L'énergie primaire utilisée par les GED est généralement renouvelable et provient des sources d'énergies

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telles que : hydraulique, solaire, géothermique et thermique issue de la biomasse. Législativement, les installations connectées au réseau de distribution ne doivent pas dépasser 12 MW (Doulet, 2008).

Depuis quelques années le nombre de GED connectées sur le réseau est en constante augmentation. Plusieurs facteurs expliquent cette croissance :

- l'interconnexion ou l'ouverture du marché : depuis 2007, un producteur peut revendre l'énergie qu'il produit au meilleur acheteur à travers des contrats bilatéraux.

- les incitations gouvernementales : suite aux différents sommets internationaux sur le réchauffement climatique, des engagements de diminution des émissions de gaz à effet de serre ont été signés par les pays occidentaux. Afin d'atteindre ces objectifs, ses gouvernements mettent en place des subventions ou des incitations économiques afin d'accroitre l'attractivité des GED.

- les avancées technologiques : les différentes technologies de GED, principalement solaire et éolienne, ont vu au cours de la dernière décennie leur rendement augmenter tandis que le prix d'achat, les nuisances sonore ou visuelle, ou encore les contraintes d'installation ont diminué.

2.2.3 Les différents types de GED d'origine renouvelable

Certaines sources sont beaucoup plus marginales que d'autres, ainsi plusieurs catégories de GED classées en fonction de l'énergie primaire qu'elles exploitent, sont présentes sur le réseau.

2.2.3.1 Le solaire

N'étant pas l'énergie renouvelable représentant la puissance installée la plus importante, l'énergie solaire est de loin l'énergie renouvelable qui compte le plus d'installations. Dans la très grande majorité des cas, l'énergie solaire est convertie en électricité à l'aide d'installation photovoltaïque (PV) qui permet de transformer le rayonnement solaire en courant continu. L'autre solution, beaucoup plus rare et généralement pour des installations de puissances importantes, consiste à concentrer les rayonnements solaires pour produire de la chaleur qui est ensuite convertie en électricité : c'est le solaire thermique.

Figure 2. 4 : énergie solaire

Face aux autres types de GED, le PV a l'avantage de présenter un coût d'installation modéré grâce à un faible taux d'équipement et une implantation sur site peu contraignante. Les PV sont les GED les plus présentes sur le réseau de distribution.

2.2.3.2 L'éolien

Les éoliennes injectent de l'énergie sur le réseau électrique en convertissant, successivement, l'énergie cinétique du vent en énergie mécanique puis en énergie électrique. Bien que les investissements soient importants, l'énergie éolienne connait une forte croissance ces dernières années. En effet, les technologies à maturité et les puissances de production toujours plus importantes, couplées à des subventions gouvernementales et à des prix de rachat du kilowatt intéressants permettent à ce secteur d'attirer les investisseurs.

Figure 2. 5 : énergie éolienne

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Les éoliennes connectées sur le réseau de distribution sont principalement raccordées en haute tension (HT). Il existe néanmoins des installations de faible puissance connectées sur le réseau de basse tension (BT), appelées micro éoliennes. Bien que les sociétés commercialisant des micro-éoliennes soient de plus en plus nombreuses, ces installations restent pour le moment relativement marginales. Le micro-éolien urbain, se déclinant sous de nombreuses formes (toit de bâtiment, tête de réverbère, bordure de route, etc.) trouve pour le moment difficilement sa place.

Les installations éoliennes sont connectées au réseau HT pour des puissances comprises entre 12 MW et 36 kW, les parcs excédant 12 MW sont raccordés au réseau de transport. Les micro-éoliennes de puissance inférieure à 36 kW peuvent être connectées en BT.

2.2.3.3 L'hydraulique

Les installations hydrauliques utilisent de l'énergie potentielle de pesanteur de l'eau. Ce sont le débit et la hauteur de la chute d'eau qui dimensionnent la puissance de l'installation. Les centrales hydroélectriques peuvent être dites « au fil de l'eau », elles privilégient alors le débit à la hauteur, ou au contraire, de type « chute d'eau » où la puissance sera d'avantage issue de la hauteur. La puissance des installations hydroélectriques varie fortement, pouvant aller de 22 GW, pour le barrage des trois gorges en Chine, à quelques kilowatts. Les installations assimilables à des GED sont appelées microcentrales hydrauliques. L'ordre de grandeur de leur puissance est de 5 MW.

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Figure 2. 6 : installation hydroélectrique

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2.2.3.4 La biomasse

La production d'énergie électrique à partir des centrales thermiques à biomasse consiste à utiliser des combustibles d'origine organique renouvelables afin de produire de la chaleur pour entraîner une turbine. Bien que quelques petites installations soient présentes sur le réseau de distribution, les centrales à biomasse sont assez rarement considérées comme étant des GED puisqu'elles présentent majoritairement des puissances nominales supérieures à 12 MW et sont donc aussi simplement connectées sur le réseau de transport. Le principe de production est représenté sur l'image en dessous.

Figure 2. 7: Méthode de production de l'énergie à travers la biomasse

2.2.3.5 La géothermie

La géothermie consiste à utiliser la chaleur des nappes d'eau souterraine pour entraîner une turbine. Fréquemment exploitée en cogénération chauffage / électricité, elle permet d'alimenter un réseau d'eau chaude et de produire de l'électricité. La géothermie reste un moyen de production d'électricité marginal en France. En revanche, elle est beaucoup plus exploitée dans les pays à fort potentiel géothermique comme en Islande, où 30 % de la production d'électricité est d'origine géothermique ou encore aux Philippines avec 17 %.

Figure 2. 8: énergie géothermie

2.2.4 Croissance et évolution des GED sur le réseau de distribution

Depuis l'apparition des GED sur le réseau de distribution, les demandes de raccordement sont de plus en plus nombreuses. En 2014, 306 000 GED connectées sur le réseau de distribution électrique de France (ERDF), pour une puissance nominale de 16 GW. 99,7 % de cette puissance installée provient d'énergie renouvelable. Les 0,3 % restants sont issus de microcentrales thermiques traitant des déchets non renouvelables ou de cogénération non renouvelable. Les graphiques de la fig. 2.9 représentent la répartition des GED de types renouvelables sur le réseau de distribution d'ERDF (électricité et réseau de distribution de France) en puissance cumulée et en nombre d'installations par catégorie de GED (Mercier, 2015).

270 110

Eolien

PV Hydraulique Biogaz Biomasse

Eolien (1 129) PV (301 823) Hydraulique (1 849) Biogaz (272) Biomasse (32)

3904

1436

7436

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Puissance cumulée installée par type de GED Nombre d'installations par type de GED

Figure 2. 9 : Répartition des types de GED (Mercier, 2015)

Nous observons que sur ces graphiques la répartition des GED est non homogène alors que les PV représentent plus de 98 % des GED connectées au réseau, ils représentent uniquement 30 % de la puissance installée. La tendance

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est inverse pour les éoliennes qui, en nombre, ne représentent que 0,4 % des GED mais en puissance presque 60 %. Au niveau de la distribution les centrales de type hydraulique, biogaz et biomasse restent marginales aussi bien en nombre d'installations qu'en puissance installée (Mercier, 2015).

2.3 L'utilisation de l'électronique de puissance dans la génération décentralisée

Fondamentalement, l'électronique de puissance offre principalement la conversion de puissance réelle qui correspond à la tension du système et à la fréquence, bien que cette interface fasse beaucoup plus. Une électronique de puissance peut être conçue pour produire de la puissance réactive en faisant varier le déphasage typique des formes d'onde de tension et de courant provenant de l'électronique de puissance ; de même les différents composants de l'électronique de puissance pourraient être configurés de sorte que la GD puisse réagir à un événement spécial en coordonnant son fonctionnement avec d'autres types de ressources de production distribuées sur le système de distribution (Tolbert et al., 2005).

Il est important de noter que divers composants de commande peuvent être intégrés à l'électronique de puissance de manière à ce que la GD réagisse à des événements spéciaux ou coordonne son fonctionnement avec d'autres sources de GD sur le système de distribution. L'objectif ultime est de réaliser un concept de connexion «plug and play» des ressources de production distribuées au réseau électrique. Les objectifs sont énumérés ci-dessous (Tolbert et al., 2005) :

1. opération "bon citoyen": dans ce cas, les ressources de production distribuées n'ont pas d'incidence négative sur les autres appareils ou charges sur le réseau électrique, leur rôle consiste uniquement à aider le réseau ;

2. la théorie de la suppression de la contribution des pannes est une théorie de l'électronique de puissance rapide qui répond aux événements de panne sur le réseau électrique et coupe l'alimentation des ressources de production distribuées ;

3. concept de connexion standard : cette connexion maintient la norme des interfaces de l'électronique de puissance et en permet la connexion au standard des ressources de production distribuées ;

4. l'idée des commandes intelligentes : c'est une combinaison de commandes avec une électronique de puissance qui permet d'optimiser le contrôle local des

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ressources de production distribuées et permet d'atteindre des services temporaires pour le réseau, comme le support de tension ;

5. la notion de réponse aux événements : cette combinaison de communication avec les commandes et l'électronique de puissance permet aux ressources de production distribuées d'être sensible aux besoins du réseau électrique. Les ressources de production distribuées absorbent plus de charge afin de réduire les demandes de capacité de puissance dans le réseau pour compenser les déficits de production et de transmission.

Les technologies de GD requièrent la plupart du temps une capacité très spécifique de l'électronique de puissance à convertir la puissance générée en une sorte d'énergie utile pouvant être directement interconnectée au sein du réseau ou pouvant être utilisée par des utilisateurs directs. En raison des capacités identiques des fonctions de l'électronique de puissance, une interface d'électronique de puissance avancée (IEPA) est développée pour répondre aux diverses exigences de la conception électronique de puissance telles que la conception modulaire, un coût réduit, une fiabilité, le coût global et la durabilité de la production décentralisée améliorée. Cette partie de la revue de la littérature sur les interfaces électroniques de puissance pour la GD présente un résumé des contours et des topologies des interfaces d'électroniques de puissance pour la production distribuée requis pour l'onduleur à entrer universelle (Kramer et al., 2008).

2.4 Interface électronique de puissance pour les systèmes de production distribuée

La conception de l'électronique de puissance dépend d'une source spécifique ou de l'application d'énergie de stockage. L'interface d'électronique de puissance reçoit l'alimentation de la source de production décentralisée et la convertit en énergie à la tension et à la fréquence requises (Farret et al., 2006). Les systèmes de GD générant une sortie de CA à fréquences variables telles que l'énergie éolienne, les microturbines, les moteurs à combustion interne, nécessitent un convertisseur CA - CC. De l'autre côté, pour les systèmes de sortie CC tels que les systèmes photovoltaïques, les piles à combustible ou les batteries, un convertisseur CC-CA est nécessaire pour convertir le niveau de tension CC en tension CA pour le réseau.

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L'onduleur CC-CA, quant à lui, est le meilleur générique pour les systèmes GD et convertit la tension CC en une alimentation CA compatible avec le réseau. De plus, pour les systèmes de stockage, un flux d'énergie bidirectionnel pour les magasins et l'utilitaire est requis. La plupart des interfaces d'électronique de puissance pour les applications GD sont décrites dans le paragraphe ci-dessous, où il est supposé que les systèmes GD sont connectés au réseau triphasé et qu'une isolation galvanique est requise entre les systèmes GD et le réseau.

Certains transformateurs avec moins de configurations disponibles dans la littérature peuvent être utilisés pour les systèmes de GD. Pourtant, de telles topologies sont plus probablement utilisées par les pays européens et le Japon, où la mise à la terre du système n'est pas obligatoire pour les onduleurs GD. Aux États-Unis, l'article 690 du Code national de l'électricité (CNE) impose la mise à la terre du système et la surveillance des défauts à la terre chaque fois que la tension de sortie maximale atteint un certain niveau, par exemple 50 V (Kjaer et al., 2005). De même, au lieu d'un raccordement secteur triphasé, les systèmes de GD peuvent également être connectés au réseau monophasé, l'onduleur réseau triphasé devant être remplacé par l'onduleur monophasé. L'électronique de puissance offre la conversion de la puissance réelle pour correspondre à la tension et à la fréquence du système, mais cette interface pourrait faire beaucoup plus. Par exemple, l'électronique de puissance pourrait être conçue pour produire de la puissance réactive en faisant varier le déphasage des formes d'onde de tension et de courant. En outre, de nombreux contrôles différents pourraient être intégrés à l'électronique de puissance afin que la production distribuée PD puisse réagir à des événements spéciaux ou coordonner son fonctionnement avec d'autres sources de GD sur le système de distribution.

2.4.1 Interface d'interconnexion

La sortie électrique des systèmes GD peut être connectée au système d'alimentation électrique via trois interfaces d'interconnexion de base (Friedman, 2002; Chapman, 2004).

? Générateur synchrone : il s'agit d'une machine électrique tournante qui convertit l'énergie mécanique en énergie électrique. Avec une machine synchrone, un moteur principal tourne le rotor et induit une tension sur l'enroulement du stator ainsi un champ magnétique est produit dans le rotor par un courant de champ continu ou par un aimant permanent. La fréquence de la tension induite dépend de la vitesse ou de la rotation du générateur. Chaque fois qu'il est connecté à

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un système électrique, le générateur synchrone doit fonctionner à une vitesse très constante appelée « vitesse synchrone », qui génère des tensions correspondant à la fréquence d'alimentation. Les générateurs synchrones sont principalement utilisés avec les moteurs alternatifs populaires et la plupart des turbines à haute puissance telles que les turbines à gaz, à vapeur et hydrauliques.

? Générateur à induction : identique aux générateurs synchrones, un générateur à induction est une machine électrique tournante qui convertit la puissance mécanique en puissance électrique. Ces deux machines ont la même construction de stator, le rotor se trouvant dans le générateur à induction, mais le courant de champ continu est nécessaire au fonctionnement. Deux types de rotor sont disponibles : le rotor de boîtier et le rotor bobiné. Les générateurs à induction ne sont principalement utilisés que dans les éoliennes et certaines applications hydroélectriques à basse chute. Le générateur à induction à cage-rotor présente l'avantage d'un coût inférieur par rapport au générateur synchrone. De plus, le générateur à induction nécessite une alimentation en Voltampère Réactif (VAR) provenant de condensateurs, ou du système d'alimentation électrique, ou des générateurs de VAR à base d'électronique de puissance (EP) pour fonctionner.

? Electronique de puissance : les interfaces EP sont utilisées pour connecter tout type de système GD à un système d'alimentation électrique. Par conséquent, les onduleurs à base de EP sont utilisés pour la microturbine, les piles à combustible, les systèmes photovoltaïques, peu d'éoliennes ainsi que les systèmes de stockage d'énergie. L'interface EP utilisée pour connecter les systèmes GD au système électrique est décrite à la Fig.2.10. En raison des propriétés uniques de l'interface EP, ils peuvent être utilisés pour s'interconnecter uniquement avec un générateur synchrone ou à induction. La sortie des générateurs électriques est redressée en courant continu puis convertie en courant alternatif à l'aide d'un onduleur à chaque utilisation des moteurs et des éoliennes.

2.4.2 Interfaces d'électroniques de puissance

La recherche sur les dispositifs d'EP et leurs systèmes de commande est une discipline de recherche essentielle. Grâce aux innovations technologiques dans les matériaux semi-conducteurs et les systèmes de contrôle à microprocesseur, l'électronique de puissance crée des dispositifs qui améliorent les systèmes de

production et de distribution d'énergie. La flexibilité et la fiabilité des appareils à faible coût, associées aux avancées en matière de topologies et de commandes de circuit, résultent de la technologie qui a remplacé ce qui était traditionnellement utilisé par les systèmes électromagnétiques et électromécaniques.

Avec un développement élevé dans la technologie, les dispositifs d'électronique de puissance peuvent maintenant convertir n'importe quel type d'énergie électrique en une forme d'énergie plus souhaitable et utilisable. C'est la raison pour laquelle les systèmes basés sur EP sont idéaux pour les systèmes GD. L'électronique de puissance dispose d'un temps de réponse extrêmement rapide, il peut réagir aux événements de qualité de l'alimentation ou aux conditions de défaut dans une plage de sous-cycles. Cet avantage de la réponse à haute vitesse peut permettre aux applications avancées, telles que le fonctionnement de micro réseaux intentionnels pour des applications à haute fiabilité et la réduction des courants de niveau de défaut de la GD, des caractéristiques qui n'existent pas à l'heure actuelle.

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Figure 2. 10 : Schéma fonctionnel du System GD et d'interface EP.

Les besoins d'intégration des interfaces d'électronique de puissance sont :

? Composant avec différentes caractéristiques :

- architecture CC ou CA.

- sortie des sources, des charges et des dispositifs de stockage d'énergie.

? Problèmes de contrôle des interfaces de l'électronique de puissance :

- stabilisation du système.

? Problèmes opérationnels : l'optimisation est basée sur un objectif tel que

- efficacité (par exemple SPMP) ;

- souplesse ;

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- fiabilité ;

- sécurité.

Les autres problèmes: l'interface d'électronique de puissance peut être interagie avec d'autres systèmes (par exemple, le réseau principal). Les convertisseurs d'électroniques de puissance fournissent les fonctions d'adaptation nécessaires pour être intégrés à tous les types de composants du micro réseaux et dans un système commun, comme indiqué dans la figure ci-dessous.

Figure 2. 11: Interface d'électronique de puissance dans un système commun.

2.5 Conclusion

Dans ce chapitre, une revue de la littérature basée sur des travaux de recherche antérieurs a été présentée ; un aperçu des générations distribuées, de leur application, des types de générations distribuées et de leur système de configuration ont été abordé. L'importance de l'électronique de puissance, son utilisation et de ses interfaces ont également été examinée. Le chapitre suivant présente les convertisseurs d'électronique de puissance.

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CHAPITRE 3

CONVERTISSEURS D'ELECTRONIQUE DE PUISSANCE

3.1 Introduction

Avec les progrès accomplis dans le développement d'une interface électronique de puissance qui joue un rôle essentiel dans la conversion de la tension continue de sortie d'une source quelconque en une forme d'énergie appropriée pour les applications résidentielles / connectées au réseau. Ceci est fait en utilisant des topologies d'onduleur CC à CA à un étage avec un convertisseur élévateur (hacher) CC à CC connecté en série avec l'onduleur formant une conversion de puissance à plusieurs étages.

Les convertisseurs d'électroniques de puissance ont été largement utilisés pour des applications domestiques, industrielles et informatiques. Cependant, au cours des dernières années, leur application dans les systèmes électriques a considérablement augmenté grâce aux progrès des technologies des semi-conducteurs de puissance et de la microélectronique. De ce fait, l'utilisation de convertisseurs d'électroniques de puissance dans les applications de conditionnement, de compensation et de filtrage de puissance augmente progressivement.

3.2 Les systèmes de conversion d'électronique de puissance

Un convertisseur d'électronique de puissance peut être défini comme un circuit multiport composé d'interrupteurs à semi-conducteurs et également constitué de composants et d'appareils auxiliaires tels que des inductances, des condensateurs, des transformateurs, etc. Le rôle d'un convertisseur est principalement de permettre l'échange d'énergie entre deux ou plusieurs sous-systèmes, conformément aux conditions de performance requises. Les sous-systèmes ont souvent des caractéristiques différentes en termes de formes d'onde de tension ou de courant, d'angle de phase, de nombre de phases et de fréquence et ne peuvent donc être interfacés que par l'intermédiaire de convertisseurs d'électroniques de puissance. Dans le cas d'une éolienne ou d'une génératrice, un convertisseur d'électronique de puissance est nécessaire en tant qu'interface, c'est-à-dire un sous-système électromécanique produisant de l`électricité à fréquence ou à tension variable, avec le réseau de distribution à fréquence constante ou à tension constante.

Les convertisseurs sont généralement classés en fonction du type de sous-systèmes électriques avec lesquels ils interfacent, à savoir CA ou CC, conformément à la

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littérature technique. Par conséquent, un convertisseur CC-CA interface un sous-système CC avec un sous-système CA, un convertisseur CC-CC interface deux sous-systèmes CC et un convertisseur CA-CA interface deux sous-systèmes CA (Mohan & Undeland 2007).

Le redresseur à pont de diodes conventionnel est un exemple de convertisseur alternatif-continu. Un convertisseur alternatif-continu est appelé redresseur si le flux de puissance moyenne est du côté alternatif au côté continu. Sinon, le convertisseur est appelé inverseur si le flux de puissance moyen est du côté continu au côté alternatif. Certains types de convertisseurs CC-CA ont la capacité de transférer de l'énergie en mode bidirectionnel, avec précision. Ils peuvent fonctionner soit en inverseur, soit en redresseur. Cependant, le convertisseur pont-diodes ne peut fonctionner que comme redresseur.

Le convertisseur CC-CC peut également être appelé convertisseur CC, et le convertisseur CA-CA peut être identifié comme un convertisseur CA. Un convertisseur de courant continu peut interfacer directement deux sous-systèmes de courant continu ou utiliser un lien de courant alternatif intermédiaire. Pour le second scénario, le convertisseur comprend deux convertisseurs continu-alternatif consécutifs, intégrés par leurs côtés alternatifs. De même, un convertisseur alternatif peut être direct, tel que le convertisseur matriciel, ou implémenter un lien continu moyen. La mise en oeuvre de la liaison CC consiste en deux convertisseurs CC-CA consécutifs, intégrés par leurs côtés CC. Ce type est également appelé convertisseur CA / CC / CA, couramment utilisé dans les moteurs à courant alternatif et les systèmes de conversion d'énergie éolienne à vitesse variable (Gidwani et al. 2013).

3.3 Types de convertisseurs

3.3.1 Convertisseurs CC - CC

Les convertisseurs CC-CC sont des circuits d'électroniques de puissance qui convertissent une tension continue en un type de tension différent. Il existe différents types de méthodes de conversion notamment électronique tel que, linéaires, à découpage, magnétique, capacitif. Pour la conversion, on utilise généralement de préférence un convertisseur élévateur continu / alternatif continu / isolé pour établir la tension continue d'un niveau à un autre en raison de son rendement élevé et de son nombre réduit de composants. Les convertisseurs demi-pont Push-Pull faisant partie des topologies isolées peuvent également être considérés comme candidats aux

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topologies pour les interfaces EP ; Toutes ces topologies présentent les avantages d'un rapport de stimulation élevé et d'une fonction de protection.

Le principal problème du convertisseur push-pull est qu'une demi-partie du transformateur ne peut pas être enroulée symétriquement, ce qui résulte de la saturation du transformateur à pleine charge, rendant son utilisation limitée aux applications à basse et moyenne puissance (Xu et al., 2004). On le trouve généralement dans les circuits utilisés pour les énergies renouvelables dans les applications de charge de batterie. Ils reçoivent une entrée de tension continue provenant d'une source d'énergie non contrôlée et non régulée et la définissent avec une longue application.

Les convertisseurs CC / CC se trouvent principalement dans les systèmes de charge de batterie PV ou les systèmes à énergie renouvelable. Son objectif principal est d'optimiser l'énergie de sortie reçue d'un panneau photovoltaïque (PV), en utilisant la technique de suivi maximum du point de puissance MPPT (Maximum Power Point Tracking). Ensuite, le convertisseur garantit que le panneau photovoltaïque fonctionne à une tension optimale dans toutes les conditions d'isolation et de température. Le bon rendement de conversion est à cet égard plus important pour obtenir un gain d'énergie net, ce qui minimise les pertes.

Pour les sources d'énergie telles que le photovoltaïque, la puissance de sortie variera de zéro à l'absence de réception d'énergie soit la nuit ou à pleine puissance lorsqu'il fait beau. Le convertisseur doit avoir un rendement élevé dans tout l'intervalle de puissance.

Le convertisseur CC-CC peut gérer le stockage d'énergie total ; réduire la puissance de la source d'énergie en contrôlant la tension ou le courant, réduisant la puissance et devenant ainsi le critère de dimensionnement du convertisseur continu-continu. Vous trouverez ci-dessous le système de contrôle du convertisseur CC à CC (Hoff, 2007).

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Figure 3. 1: Système de contrôle de convertisseur CC - CC. 3.3.1.1 Applications des convertisseurs CC-CC

Les applications des convertisseurs CC-CC sont les suivantes :

? Les convertisseurs CC-CC peuvent être utilisés comme convertisseurs bidirectionnels dans le freinage par récupération des moteurs à courant continu pour restituer de l'énergie à l'alimentation. Cette caractéristique permet de réaliser des économies d'énergie pour les systèmes de transport à arrêts fréquents, tels que :

- le contrôle du moteur à traction dans les automobiles électriques ;

- les voitures de chariot ;

- les palans marins ;

- les chariots élévateurs ;

- les transporteurs de mines.

? Ils sont également utilisés dans les régulateurs de tension continue et également en association avec une inductance pour générer une source de courant continu, en particulier lorsqu'il est utilisé pour l'inverseur de source de courant.

3.3.1.2 La considération de commutation des convertisseurs DC-DC

Les commutateurs convertisseurs CC-CC peuvent être implémentés à l'aide des types de commutateurs suivants :

a) Transistor de jonction bipolaire de puissance (BJT)

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C'est un transistor composé de 2 jonctions PN (ou diodes) montées dans des directions opposées. En fonction du sens de montage de ces diodes, nous avons deux types de transistors :

Figure 3. 2: Symbole BJT

b) Transistor à effet de champ semi-conducteur d'oxyde de métal de puissance (MOSFET)

Figure 3. 3 : symbole MOSFET

MOSFET (Transistor à effet de champ à oxyde métallique semi-conducteur) et les technologies bipolaires sont les deux grandes familles d'électronique. Compte tenu de facteurs tels que la vitesse lors de la commutation, la faible consommation d'énergie, etc., la technologie MOS unipolaire est la plus utilisée pour les dispositifs logiques ou d'électroniques de puissance.

c) Gate Turn Off Thyristors (GTO)

Les thyristors sont des éléments semi-conducteurs assez similaires à la diode à jonction utilisée pour le redressement du courant alternatif. Comme la diode, il fait passer le courant électrique dans un sens, de l'anode (A) à la cathode (K).

Cependant, le thyristor a une troisième électrode : la gâchette (G, gate). Le thyristor ne conduira que si un courant minimum et positif est fourni au déclencheur. On pourrait résumer en disant que le thyristor est une diode contrôlée et plus précisément une diode de redressement contrôlée. Il est désigné par l'acronyme SCR Silicon Controlled Rectifier.

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Le thyristor ne conduit que lorsqu'il est "amorcé". L'allumage, par le courant de déclenchement, peut se faire en courant continu. L'interrupteur de commande doit simplement être fermé pendant un court instant pour obtenir un courant de déclenchement de faible valeur. À partir de ce moment, le thyristor est en mode état et le reste, même après l'ouverture du commutateur. En pratique, le commutateur est souvent un générateur d'impulsions.

d) Insulated gate bipolar transistor (IGBT)

Les transistors MOSFET permettent une commutation rapide avec une commande nécessitant peu d'énergie. Ils ont des chutes de potentiel élevées et donc des pertes de conduction importantes, en particulier pour les composants à haute tension. Les transistors bipolaires ont une très faible chute de tension à l'état passant en particulier pour les hautes tensions mais ont une commutation lente. Certains fabricants ont souhaité combiner dans un composant de puissance les avantages des transistors MOSFET et bipolaires, d'où la création du composant IGBT. L'IGBT est un dispositif

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de transport mineur construit avec une impédance d'entrée élevée et une capacité de transport de courant bipolaire plus grande (Anon, 2018).

La conception de base d'un IGBT est présentée ci-dessous

Figure 3. 4: Symbole de l'IGBT

Les principaux avantages de l'IGBT par rapport à un MOSFET de puissance et à un BJT sont présentés ci-dessous :

1. l'IGBT a une chute de tension à l'état passant inférieure en raison de sa modulation de conductivité et une densité de courant à l'état passant supérieure. Les IGBT sont moins coûteux et faciles à trouver sur le marché ;

2. la puissance de pilotage est faible et le circuit conçu est très simple à piloter. Les IGBT sont faciles à contrôler par rapport à d'autres dispositifs à commande de courant tels que le thyristor, le BJT dans le cas d'applications haute tension et de courant ;

3. les IGBT ont une capacité de conduction de courant supérieure, tandis que les transistors bipolaires ont une capacité de conduction de courant inférieure avec une excellente capacité de blocage bidirectionnel (avant et arrière).

Les inconvénients de l'IGBT sont :

1. comparé au MOSFET de puissance, l'IGBT a une vitesse de commutation inférieure mais supérieure à la vitesse de commutation du BJT. La traînée du courant de collecteur à une portée mineure qui ralentit la vitesse de déclenchement ;

2. en raison de la structure interne du thyristor PNPN, l'IGBT a une possibilité de verrouillage rapide (Anon, 2018).

3.3.2 Convertisseur CC / CA : inverseur ou onduleur

Il inverse une source d'entrée générée de courant continu en courant alternatif, que l'on trouve dans les systèmes fournissant une alimentation en courant alternatif autonome connectée aux systèmes GD.

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Un onduleur continu-alternatif est un circuit qui modifie une entrée en courant continu variable en courant alternatif d'une tension et d'une fréquence spécifiées, ainsi qu'une tension continue régulée. Dans le cas de ce projet, la source de tension continue d'entrée sera une batterie, une pile photovoltaïque et une pile à combustible, la source d'alimentation alternative étant fournie par l'éolienne qui sera convertie en tension continue pour pouvoir être connectée au bus continu. En tant que tel, la tension continue sera probablement incohérente et des considérations devront être prises en compte pour atteindre la sortie souhaitée. Il existe deux types d'onduleur :

1. Onduleurs monophasés

Onduleur à demi-pont

L'inverseur de source de tension (IST) en demi-pont monophasé et à deux niveaux est considéré comme l'une des configurations d'onduleurs les plus simples, comme le montre la figure 3.5 ci-dessous. Le circuit est constitué d'une paire de dispositifs à semi-conducteurs connectés en série à travers l'alimentation en courant continu (Bose 2002). Le demi-pont IST comprend une cellule de commutation supérieure et une cellule de commutation inférieure. Chacune des cellules de commutation est constituée d'un commutateur unidirectionnel entièrement contrôlable connecté en antiparallèle à une diode. Cette configuration de commutateur crée un commutateur inverseur que l'on trouve facilement, comme c'est le cas dans les IGBT commerciaux. Une source CC, une unité de batterie ou une structure plus détaillée telle que le côté CC d'un convertisseur CA / CC peut être le système CC qui conserve la tension nette du condensateur divisé.

La figure du demi-pont IST ci-dessous est appelée convertisseur à deux niveaux car la tension côté CA commutée, en tout point dépend de la cellule de commutation activée soit à la tension du noeud p, soit à la tension de noeud n. la technique de modulation de largeur d'impulsion (MLI) est généralement utilisée pour contrôler la composante de base de la tension côté alternatif (Yazdani & Iravani 2010).

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Figure 3. 5 : Schéma de l'IST en demi-pont monophasé à deux niveaux

La Fig. 3.6 ci-dessous montre un IST monophasé à pont complet à deux niveaux (encore appelé convertisseur en pont en H) qui est obtenu si deux IST à demi-pont sont connectés en parallèle par leurs côtés CC. Par conséquent, le système alternatif peut être interfacé avec les bornes côté alternatif de l'onduleur en pont complet. La paire de commutateurs alternatifs génère la tension de sortie carrée. Les diodes et les IGBT sont conçus pour pouvoir maintenir la tension d'alimentation. L'avantage de l'inverseur à source de tension (IST) en pont complet est que, pour une tension continue spécifiée, la tension alternative générée par l'IST en pont complet est deux fois supérieure par rapport aux IST en demi-pont, ce qui permet une utilisation plus efficace de la tension continue et du commutateur de cellules. Les IST en pont complet de la figure 3.6 est également appelé convertisseur en pont en H (Yazdani et Iravani, 2010; Bose, 2002).

Figure 3. 6 : Schéma de l'IST en pont complet

2. Inverseurs de pont triphasés

La figure 3.7 ci-dessous présente la représentation d'un inverseur à source de tension (IST) à deux niveaux triphasés. L'IST triphasé est une extension du VSI en demi-pont de la Fig. 3.6 ci-dessus. Les inverseurs à pont triphasé sont couramment utilisés pour les moteurs à courant alternatif et les alimentations en courant alternatif à usage général. L'inverseur triphasé est généralement interfacé avec le système alternatif via un transformateur triphasé, conformément à la connexion à trois fils dans les applications de système d'alimentation. Généralement, une alimentation secteur monophasée ou triphasée alimente une entrée CC via un filtre LC ou C. Cependant, l'IST doit permettre la connexion au point médian de son condensateur divisé côté CC par le biais du quatrième fil, appelé fil neutre, si une interface à quatre fils est nécessaire. Dans le cas contraire, il doit être amplifié avec un convertisseur demi-pont supplémentaire, afin d'indiquer le quatrième tronçon correspondant aux trois autres tronçons, le terminal alternatif étant connecté au quatrième fil (Bose, 2002) (Yazdani & Iravani, 2010).

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Figure 3. 7: (a) IST à trois fils, trois phases, deux niveaux. (b) représentation
symbolique de l'IST à trois phases

Le circuit inverseur tel que représenté sur la figure 3.7 ci-dessus comprend trois demi-ponts, qui ont un déphasage égal avec un angle de 2ð / 3 pour produire les ondes de tension triphasées. Les tensions de phase à onde carrée tenant compte de la prise médiane à courant continu peuvent être exprimées par la série de Fourier (Bose, 2002).

Vao =2vd [cos tot -3 cos 3tot+5 cos 5tot-".] 3. 1

Ir

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?????? ??????= ?? [?????? (???? - ??????) - ?????????? ?? (???? - ??????)+?????????? ??(????- ??? ??? )

] 3. 2

??????

??????= ?? [?????? (???? + ??????)-???? ?????? ??(????+ ??????)+???? ?????? ??(????+ ??????)-?] 3. 3

Quand Vd = source de tension continue, par conséquent, les tensions de ligne peuvent être dérivées d'équations comme suit :

= = =	??v??????	[?????? [??????	[?????? (????+??? (???? (????	+????) +??-???? - ?? ??) + ?? - ?? ?? ??? )+??-?? ??	?????? ?????? ?? ?????? ?????? ?? ?????? ?????? ??	= ?????? - (???? +????)-?????????? = ?????? - (???? - ?? ??) = ?????? - +??????)	?????? ?????? - ?? ?? ?????? ?????? - ??????????	?? ?? ??	(???? +?? ??) +?] (???? - ?? ??) + ?] ??? ???	3. 4 3. 5 3. 6
	?? ??v??????
	?? ??v??????
	??					(????			(????- )+?]

Cependant, il est important de noter que l'amplitude de la tension de ligne fondamentale est égale à v3 fois la tension de phase et que ^??/₆ correspond au

décalage de phase.

3.4 Modulation de largeur d'impulsion

La technique de modulation de largeur d'impulsion (MLI) consiste à générer une forme d'onde carrée avec un rapport cyclique modulé en fonction d'un signal de commande. Le signal généré peut être utilisé pour contrôler un circuit d'alimentation à commutation (pont en H), associé à un filtrage passe-bas (Low pass filter) inductif, afin de générer une onde sinusoïdale ou une autre forme. La technique est utilisée dans les inverseurs monophasés, biphasés ou triphasés. Le même principe est également utilisé dans les amplificateurs audio de classe D.

La figure suivante montre le fonctionnement de la modulation de largeur d'impulsion (MLI). Une porteuse triangulaire est comparée à un signal de point de consigne, par exemple une sinusoïde. Le signal du point de consigne doit avoir une fréquence beaucoup plus petite que la porteuse. Le signal de sortie est élevé (disons 5V) lorsque le point de consigne est supérieur à la porteuse, sinon au niveau bas (0 V). Nous

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considérons le cas d'un point de décalage de signal avec des valeurs positives. Pour traiter un signal alternatif, il suffira d'appliquer un décalage.

Figure 3. 8: Représentation de la porteuse de signal MLI

Le signal MLI obtenu doit subir un filtrage pour extraire le signal du point de consigne, afin de comprendre le principe de cette restitution, si on considère le cas d'un point de consigne constant égal à U (t) = U0. Le signal MLI est alors un signal carré dont le rapport cyclique est á = U0 / m, où m est la valeur maximale de la porteuse. La moyenne de ce signal carré est précisément égale à U0.

Lorsque le point de consigne est lentement variable par rapport à la porteuse, il sera nécessaire d'appliquer un filtrage passe-bas pour rétablir les variations de basse fréquence du point de consigne. En pratique, le signal MLI est utilisé pour commander une commutation de travail de circuit de puissance et le filtrage passe-bas est assuré par une bobine en série avec la charge.

Les MLI sont des contrôleurs de tension en boucle ouverte qui utilisent principalement des techniques de modulation de largeur d'impulsion basées sur la porteuse, telles que la modulation de vecteur spatial et la MLI aléatoire. Mais, d'autres méthodes de MLI peuvent être trouvées. Dans cette recherche, seul le MLI à porteuse sinusoïdale est utilisé.

3.5 Conclusion

Le chapitre trois présente une étude sur les convertisseurs d'électroniques de puissance : les types de convertisseurs ; leurs applications, les composants de convertisseur d'électronique de puissance et une brève discussion a également été présentée sur les convertisseurs CC-CC et les onduleurs CC-CA. Le chapitre suivant présente la modélisation et le développement d'une interface d'électronique universelle de puissance.

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CHAPITRE 4

CONTRÔLE, MODÉLISATION ET ANALYSE

4.1 Introduction

Ce chapitre décrit la méthodologie de contrôle et de modélisation utilisée pour mener à bien cette recherche. Dans ce chapitre sont décrits en bref les types de sources renouvelables utilisées dans cette étude en tant que sources de courant continu, leur modélisation ainsi que la modélisation d'un système d'onduleur capable de fonctionner en mode connecté au réseau à l'aide des logiciels Psim et Matlab Simulink. La modélisation du système est importante dans la mesure où elle permet de déterminer les performances dynamiques, l'efficacité, la robustesse et la stabilité de l'approche de contrôle du système. En outre, pour atteindre ces caractéristiques, la conception de la commande d'onduleur est connectée à un filtre LCL dans le but d'améliorer le signal à la sortie. L'approche de conception du filtre LCL utilisée pour le système est également présentée.

4.2 Les sources en continu

Les sources de courant continu utilisées dans cette recherche sont des sources d'énergie renouvelables, généralement appelées systèmes de production décentralisée. Elles ont été examinées en détail au chapitre 2. Ainsi, pour mettre en oeuvre ce projet, nous avons choisi de travailler avec quatre des systèmes GD dont les sources de tension sont réglée à générer une tension de 200 V chacune : pile à combustible (VFC); source photovoltaïque (VPV); Batterie (VBattery) et l'énergie éolienne (VWind).

4.2.1 Puissance de la charge de l'onduleur basée sur le contrôle

En raison de leur nature, toutes les charges sont interfacées au réseau par un onduleur de tension continu / alternatif équipé de divers filtres de coupe désaccordés. Pour la configuration des contrôleurs locaux, l'énergie renouvelable a été considérée comme la dynamique des sources d'énergie. En effet, les onduleurs auront dans le jeu de barre suffisamment d'énergie en continu pour assurer une réponse adéquate à divers transitoires.

L'onduleur d'étage de puissance conçu dans cette recherche convertit la tension de sortie 800 V CC à la sortie du convertisseur triphasé en une tension de réseau d'environ 380-400 V en CA entre les phases et une tension de la ligne 200-230 V à

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une fréquence de 50 Hz. Le but du choix d'une tension de liaison CC élevée dans cette étude est que sa tension ne soit jamais inférieure à la tension requise par la tension du réseau d'onduleurs. Le contrôle du courant réseau avec la chute de tension sur les dispositifs à semi-conducteurs et la tension du filtre n'est pas une tâche facile à exploiter.

4.3 Modélisation de l'onduleur

Le modèle général basé sur l'onduleur de tension considéré dans cette étude est une topologie d'onduleur du courant continu au courant alternatif bidirectionnel triphasé avec une technique d'impulsions comme présentée à la Fig.4.1. Fondamentalement, cet onduleur triphasé à deux niveaux convertira la tension de sortie continue en une tension alternative et à une fréquence de sortie souhaitée. Ceci peut être réalisé en utilisant différentes topologies d'onduleurs et schémas de commande ayant chacun leurs avantages et inconvénients. Aux fins de la présente étude, l'onduleur à concevoir et à modéliser est un onduleur universel connecté au réseau dont les sources continues sont alimentées par différentes sources. La représentation électrique simple de l'onduleur étudié est illustrée à la Fig. 4.3.

Une topologie d'inverseur triphasé à six commutateurs est utilisée dans cette recherche en tant que partie onduleur. La topologie est composée de six commutateurs disposés de telle sorte que trois branches parallèles soient connectées aux sources de courant continu. Il est également disposé de manière à ce que deux commutateurs soient connectés en série sur chaque branche, chaque cellule de commutation étant composée d'un transistor et une diode connectée en antiparallèle. Ainsi, les sources d'entrée CC s'appliquent aux trois branches parallèles supérieure et inférieure de l'onduleur et à deux condensateurs de liaison CC connectés en série. Le résultat de la sortie CA triphasée se produit entre les deux commutateurs de chaque branche, ce qui rend la configuration de l'onduleur très simple, largement utilisée et une bonne topologie pour intégrer davantage de fonctionnalités de l'onduleur ce qui est très souhaitable pour ce mémoire de recherche.

De nombreux commutateurs se trouvent sur le marché, tels que les MOSEFT et les IGBT, dans ce mémoire, le type de commutateur utilisé est l'IGBT avec des caractéristiques permettant la circulation du courant dans les deux sens et le blocage de la tension dans un sens. L'IGBT utilisé en tant que commutateur doit atteindre la condition de fonctionnement de la fonction de commutation afin de garantir que le courant de l'inductance du filtre ne soit pas perturbé dans le circuit.

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Figure 4. 1: Convertisseur CC / CA bidirectionnel

La commutation de l'onduleur est contrôlée par une technique de MLI afin de générer une tension de sortie non filtrée. L'ensemble du système d'onduleur est amélioré grâce à une approche de commutation MLI sinusoïdale. La modulation de largeur d'impulsion sinusoïdale (MLIS) est utilisée pour générer les signaux de commutation pour l'onduleur à une amplitude et une fréquence de commutation souhaitées avec la comparaison d'une onde sinusoïdale triphasée et d'une onde triangulaire (porteuse V). La fréquence de l'onduleur est définie par la fréquence du signal triangulaire qui se traduit par des impulsions qui commandent le signal du commutateur de l'IGBT.

La modélisation des formes d'onde sinusoïdales de référence est donnée à l'aide des équations suivantes :

Voa_ref = A sin(27rf t + 0) 4. 1

Vob_ref = A sin(27rft + (0 - 12o°)) 4. 2

Voc_ref = A sin(27rf t + (0 + 12o°)) 4. 3

A étant l'amplitude de la forme d'onde sinusoïdale de référence, la fréquence f de la forme d'onde de sortie, et l'angle 8 comme le déphasage.

La Fig. 4.2 présente le modèle d'étude qui contient trois composants principaux : les sources à courant continu, l'onduleur triphasé et le filtre connecté à la charge ou au

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réseau. La source CC intègre la source principale, notamment la pile à combustible, photovoltaïque, et les batteries sont tous connectés à l'onduleur via une liaison CC. Dans le cas des éoliennes qui produisent les CA, un convertisseur CA / CC est mis en place avant le convertisseur élévateur (hacheur) CC / CC. L'onduleur qui fournit la conversion CC / CA est un intercepteur à modulation de largeur à impulsion (MLI) contrôlée par phase. Le filtre vers la connexion de charge est un filtre LCL qui sert à minimiser les harmoniques de commutation.

Figure 4. 2 : Modèle d'une charge connectée au réseau via un onduleur de

tension.

Le circuit de puissance pour le modèle de la Fig.4.2 utilisant un onduleur à technologie IGBT à basse tension à trois niveaux est illustré à la Fig.4.3.

Figure 4. 3 : Circuit d'alimentation de charge connectée au réseau via

l'onduleur.

La séquence de commutation de l'IGBT de l'onduleur est représentée dans le tableau ci-dessous :

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Tableau 4. 1 : Schéma de commutation de SMLI

Commutateur IGBT	Tension sinusoïdale	Vs > Vo	Vs < Vo
S1	???? ??	ON	OFF
S6		OFF	ON
S2	??????	ON	OFF
S5		OFF	ON
S3	??????	ON	OFF
S4		OFF	ON

Les interrupteurs IGBT connectés sur chaque branche de l'onduleur sont activés / désactivés (ON /OFF) alternativement, ce qui entraîne un flux de courant de sortie continu. L'indice de modulation typique est compris entre 0 et 1. Il s'agit de limiter l'amplitude de la tension de l'onduleur du côté de la sortie CA. La magnitude et l'amplitude de la forme d'onde de la tension côté courant alternatif principal de l'onduleur lorsque la commutation MLI est appliquée et peuvent être déterminées à l'aide des équations suivantes (Mohan et al., 2003).

???????? ????????	= =	?? × ?????? = ??.?????? ?????? v?? v?? × =	4. 4 4. 5
		?????? ??.???????€???? ??v??

Pour modéliser le comportement de la charge en mode dynamique, il est également important d'établir la relation entre les différentes tensions et courants du système. Le rapport entre la tension de liaison continue (VBus) et la tension de sortie alternative (Vo) dépend de l'état des commutateurs de l'onduleur. Si on suppose que les commutateurs sont parfaits (donc pas de chute de tension ni de temps mort entre les deux), dans le cas où le neutre a été connecté au point milieu du bus continu, les équations sont les suivantes : (HAMIL, 1994):

?????? ?? ?? ??

?????? = ?? ?? ??.[??????

?? .???????? 4. 6

?????? ?? ?? ??] ???? ??

Dans le cas où le neutre n'est pas connecté à la tension de phase, l'équation sera donc :

?????? ?? -?? -?? ????

] . ????????

[ ?????? ] = [ -?? ?? -?? ] . [ ???? 4. 7

??

?????? -?? -?? ?? ????

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Dans ces équations, U_k désigne la fonction de commutation qui prend la valeur 1 lorsque les commutateurs supérieurs sont fermés (S1, S2 ou S3) et -1 lorsque les commutateurs inférieurs sont fermés (S4, S5 ou S6). Cette fonction de commutation est obtenue en comparant deux signaux (Fig.4.3) : la modulation 13k, qui est une représentation de référence de la tension de sortie souhaitée entre -1 et 1, et la porteuse _Vcarr, qui est la fréquence triangulaire MLI très supérieure à la fréquence de 13k détermine donc la fréquence de commutation de l'onduleur.

Figure 4. 4: Détermination des instants de commutation dans le cas d'un

intercepteur MLI.

Les modèles représentés par les équations Eq. 4.4 et éq. 4.5 sont les modèles exacts car ils décrivent le comportement exact de la configuration de l'onduleur après l'installation. Cependant, cette représentation n'est pas la plus adéquate pour tous les types de simulation et d'analyse. Dans les onduleurs basses tensions contrôlés par les MLI interceptifs, la fréquence de commutation est très élevée (jusqu'à quelques kilohertz).

Pour représenter finement toute la commutation, le calcul des simulations doit être très faible pour obtenir un meilleur résultat, ce qui ralentit énormément les simulations. Si l'objectif de l'étude n'est pas d'analyser en détail la commutation, l'onduleur analyse sinon ses structures de commande. Son comportement peut être décrit par un modèle idéalisé basé sur le même principe de la technique MLI : la fonction de commutation moyenne dans la période de commutation doit être égale à une valeur du signal de référence sélectionné pendant toute cette période (cette valeur dépend de la technique MLI utilisée).

Si la dynamique du signal triangulaire est très supérieure à celle du signal de référence, on peut considérer que la moyenne est égale à sa valeur actuelle de sorte

que la valeur moyenne de Uk est identique à l'onde de référence 13k :

IJk = (Uk)O 4. 8

??

????

??

??

????

Les principaux avantages sont l'obtention sur un modèle continu dans le temps, sans commutation, et la possibilité d'utiliser des valeurs calculées plus élevées dans les simulations. Le modèle idéalisé permettait des simulations relativement rapides tout en bénéficiant d'une bonne précision des résultats.

?????? ?? ?? ?? ????

[ ?????? ] = [ ?? ?? ?? ] . [ ????

?????? ?? ?? ?? ????

Le modèle idéalisé de l'onduleur connecté à un neutre est ensuite exprimé par les équations suivantes :

] . ???????? 4. 9

??

Dans le cas où le neutre n'est pas connecté, le modèle moyen sera donc :

?????? ?? -??-?? ????

] . ????????

[ ?????? ] = [ -?? ?? -?? ] . [ ???? 4. 10

???????? -?? -?? ?? ????

L'onduleur triphasé modélisé avec le modèle idéalisé équivaut à des amplitudes contrôlées de sources de tension triphasées calculées par les équations 4.7 ou 4.8. Le circuit électrique équivalent devient alors :

Figure 4. 5 : modèle idéalisé de charge connectée au réseau via un onduleur.

L'équation de la relation entre la tension de sortie de l'onduleur (Vo) et le courant à la sortie du filtre LCL (I2) est comme suit :

??

?????????? -????

???? - ???? ??

????

??????

= ???? ?? - ??

??

???? ????

?????? ?? ?? - ????

???? ] [????

????????

. [ ???? ] +

???? [

??

??

. ???????? + [ ]. ???? 4. 11

- ??????

47

Si l'on considère que la tension de sortie du système dans le condensateur C1, le rapport entre cette tension et la tension de l'onduleur est :

48

?????????? - ???? ??

???? - ?? ??

???? ???? ] . [????????

[ ] = [ - ?? 4. 12

?????? ?? ???? ] + [ ] . ???????? + [

???? ] . ????

???? ?? ?? ????

????

4.4 Modélisation de l'onduleur à la sortie du filtre

Le convertisseur de MLI ayant une fréquence de commutation plus élevée entraîne généralement une taille de filtre LC inférieure. Cependant, cette fréquence de commutation est principalement limitée aux applications à forte puissance pour deux raisons :

1. il a une meilleure atténuation que le filtre LC avec la même taille ;

2. le filtre LCL fournit une sortie inductive au réseau (charge) pour empêcher le courant entrant comparé au filtre LC.

Le schéma du système est présenté à la Fig.4.4. Et cela montre que le filtre a trois paramètres inconnus L1, C1 et L2. Pour déterminer ces trois paramètres, il est essentiel de noter les trois considérations qui conduisent à trois équations pour calculer les trois paramètres (Wang et al., N.d.).

La première considération à prendre en compte lors de la conception d'un filtre LCL consiste à respecter les normes et exigences IEEE 519. Par conséquent, l'onduleur injecte le courant d'ondulation dans le réseau en raison de la commutation MLI, la fréquence de commutation de l'onduleur est réglée sur 10 KHz pour un niveau de puissance active donné de 15 kW et les IGBT sont utilisés comme dispositifs de commutation d'électronique de puissance. Dans le cas où l'onduleur de réseau est un équipement de production d'énergie, il est alors soumis à une limite de courant de 0,3% comme indiqué dans le tableau 4.2. Ce qui signifie le niveau harmonique de l'ondulation du courant à 10 KHz devrait être inférieure à 0,3% du courant nominal (Wang et al., N.d.).

49

Tableau 4. 2 : Normes harmoniques pour les systèmes de distribution
généraux (120V à 69000v) (Wang et al., n.d.).

Lorsque les variables de courant inducteur et d'état du condensateur des tensions continues triphasées sont considérées (|????, ????, ???? , ???? = ?????? |) de la Fig.4.5. Ce système de représentation d'espaces est présenté comme suit :

?? ????= - ??????-

^1?????? ?? ???? + 3?? × (2???? - ???? - ????)

1

????=-?? ??????

?????? -??????+ 3?? ×(-????+²????- ????)

?? ??

???? = - ?? ????-?? ???? + ???? ?????? × (-???? - ???? + ?? ????) 4. ¹³??_??, ???? ???? ???? sont considérés comme les signaux de commutation associés à chaque

phase de l'onduleur triphasé et sont définis comme suit :

?? ???? ??????,??,?????????? ???? (??????????é), ??????,??,?????????? ?????? (??é????????????é)

????(??= ??, ??, ??) = 4. 14

?? ???? ???? ??,??,?????????? ?????? (??é????????????é), ???? ??,??,?????????? ???? (??????????é)

En appliquant la loi de Kirchhoff (KCL) au noeud du condensateur de liaison CC, l'équation de l'espace du condensateur est :

??

?????? = ?? (?????? - ??????) 4. 15

Figure 4. 6 : Schéma triphasé connecté

Dans le cas où nous pouvons supposer que les pertes de commutation et de conduction de l'onduleur sont négligeables, le courant d'entrée de l'onduleur sera égal au courant de sortie.

?????? = ???????? + ???????? + ???????? 4. 16

Menant à,

?? ??

?????? = ?????? - ?? (???????? + ???????? + ????????) 4. 17

??

Par conséquent, la représentation d'espace-état d'un système inverseur de réseau triphasé sans perte est présentée dans l'équation comme suit :

???? = -	?? ???? - ??	1 ???? + ??	??????	× (2???? - ???? - ????)
			3??

50

??

????=-?? 4. 18

??????-??????+ ??????

???? ×(-????+??????- ????)

????= -		?? ??????-	1 ?????? ??????+ 3?? × (-????- ????+ ^2 ????)
?????? =	1 ?? ?????? -			1 (???????? + ???????? + ????????) ??

A partir de l'équation 4.18, on voit que le système d'onduleur est un système à variation temporelle non linéaire ce qui est dû aux fonctions de commutation(??_??, ???? ???? ????) et le courant de la diode ??????.

4.4.1 Modélisation et conception du filtre LCL

Le circuit équivalent du modèle de filtre LCL est représenté dans la Fig.4.6. Où L1 représente le côté inverseur et L2 est le côté inducteur du réseau ou de la charge, C1 est le condensateur avec une résistance d'amortissement en série Rf, R1 et R2 sont des résistances d'inducteurs, la tension ????(entrée onduleur) ???? ??_??(sortie onduleur). Les

courants ????, ????, ???? sont les courants de sortie de l'onduleur, le courant du condensateur

et le courant du réseau respectivement. Le schéma fonctionnel de l'onduleur connecté au réseau avec filtre LCL est présenté dans la Fig.4.6.

Figure 4. 7 : Modèle par phase du filtre LCL.

L'application de LCK (loi du courant de Kirchhoff) et de LTK (loi de tension de Kirchhoff) à la configuration LCL présentée dans la Fig. 4.7 ci-dessus permet de dériver les fonctions de transfert applicables. Par conséquent, le modèle mathématique du filtre LCL est indiqué à partir des équations 4.22 ci-dessous, qui sont essentielles pour la conception de la commande d'onduleur et son analyse dynamique. En considérant un système triphasé, le modèle par phase du filtre LCL peut être utilisé pour dériver son modèle d'espace avec des condensateurs connectés en étoile. Ce modèle d'espace du filtre LCL avec des condensateurs connectés en étoile peut être dérivé du modèle par phase représenté à la figure 4.7 ci-dessus. (Reznik et al., 2014).

??????

????

4. 19

????-????

= ????

???? - ???? = ???? ?????? 4. 20

????

?????? =

????

??????(???? - ???? - ???? (???? - ????) - ????????) 4. 21

?????? = ?? ???? (???? + ????(???? - ????) - ???? - ????????) 4. 22

????

Par conséquent, à partir des équations (4.19) à (4.22), donne ce qui suit sous la forme d'une matrice :

=

????

??????

????

??????

????

??

????

????

????

??

????+????

????

????

????+????

????

????

????

??

????

-

?? ??

????

????

[ ???? ]+

???? [

???? [????]

????

??-

????

?? ??

?? ]

??

4. 23

??????

51

·

??(??) = ????(??) + ????(??) 4. 24

52

La Fig.4.8 montre la configuration générale d'un réseau interconnecté à une source d'alimentation. Les courants et les tensions du convertisseur sont détectés et qu'un déphasage est utilisé par la méthode de boucle à verrouillage de phase (PLL) afin d'ajuster l'angle de la trame dq. De plus, une comparaison entre les systèmes non amortis, passivement amortis et les systèmes activement amortis proposés est effectuée à l'aide de tracés de Bode (Magueed Hassan, 2005). Le courant du convertisseur et la tension du condensateur sont prédits. De plus, deux résistances actives pratiquement connectées en série avec les résistances d'inductance de filtre sont prises en compte. Le résumé de la configuration du filtre LCL est présenté par la figure ci-dessous, où toutes les configurations d'étapes sont représentées sous forme de blocs de construction.

Figure 4. 8 : réseau interconnecté à une source d'alimentation en CC via un
onduleur (Reznik et al., 2014).

4.4.2 Réponse en fréquence et fonction de transfert

Une fonction de transfert importante dans laquelle la tension du réseau est considérée comme une source de tension idéale capable de décharger toutes les fréquences

harmoniques est donnée par H',',c', = ^L9/_vt extrait par la fonction de transfert ci-dessus.

Si la tension du réseau est supposée être une source de tension idéale et représente un court-circuit pour les fréquences harmoniques, pour l'analyse du filtre V₉ est

supposé être V₉ = 0. Ainsi, dans le cas d'onduleur à commande de courant, la fonction de transfert LCL en négligeant l'amortissement sera :

1

HLCL(S) = 4. 25

L1CfL2S³+(L1+L2)S

Après manipulations, la fonction de transfert avec résistance d'amortissement devient alors :

??????????+??

????????(??)?????????????????????????? = 4. 26

????????????????+(????+????)?????? ??????+??(????+????)

4.4.3 Harmoniques

Les harmoniques de courant de sortie injectés dans le réseau de distribution par l'onduleur peuvent être diminués avec un filtre LCL légitimement planifié, par opposition à un filtre de base L ou LC. L'objectif final étant d'analyser et de montrer la réponse en fréquence des filtres (LCL et L). En acceptant des pièces sans perte et une bonne tension de réseau sinusoïdale à la fréquence fondamentale, vous pouvez obtenir le modèle harmonique d'un filtre LCL, comme indiqué dans la Fig.4.8. (Karshenas & Saghafi, 2013).

Figure 4. 9 : Modèle harmonique monophasé d'un filtre LCL pour h?1
(Karshenas & Saghafi, 2013).

La tension du réseau apparaît comme un court-circuit dans ce modèle pour h?1. Par conséquent, toutes les réactances sont définies à la fréquence fondamentale comme suit : ?? = ???? ; ???? = ?????? ?????? ???? = 1 ????

/ .

Basé sur le modèle de Fig.4.8, la fonction de transfert en termes de ??h?? à partir de ???? à ?? est obtenu par :

????????(??????) = ????(??????) -??

??(??????) = 4. 27

????(-????????????????+??+????)

53

En réécrivant 4.27 en termes de réactance de fréquence fondamentale, il en résulte :

54

-??

???????? = 4. 28

??(??+????-??????

???? ????)

Avec la magnitude égale à

??

|???????? | = 4. 29

??(??+????-??????

???? ????)

La magnitude de la fonction de transfert d'un simple L filtre de ???? à ?? ??????

|????(??????)| = |????(??????)

??(??????) | = ??

?????? = ?? 4. 30
????

Fig.4.9 montre une courbe de |????????| and |????| contre l'ordre harmonique avec X=0.001 par unité, Xc = 2pu et Xg =X/5. Il est clair que le filtre LCL a une meilleure atténuation, en particulier aux fréquences supérieures au 50^eme harmonique. Bien qu'il soit généralement souhaitable de maintenir les courants harmoniques injectés dans le convertisseur plus faibles, la taille et le coût du filtre seront donc réduits ou minimisés. À cet égard, le courant d'ondulation ainsi que sa fréquence dominante dans différents composants doivent être soigneusement calculés. Cependant, l'influence du filtre sur les performances en boucle fermée de l'ensemble du système doit également être bien analysée.

Figure 4. 10: |???????? | et |????| par rapport au nombre harmonique 4.4.4 Procédure de conception du filtre LCL

Le filtre LCL est expliqué en tant que filtre de troisième ordre qui présente une atténuation d'environ 60 dB pour les fréquences supérieures à la fréquence de résonance. Le filtre LCL a pour objectif fondamental de minimiser les harmoniques

55

d'ordre élevé du côté sortie de l'onduleur. Cependant, une conception inappropriée du filtre LCL entraîne une augmentation de la distorsion d'où l'importance d'une conception appropriée du filtre LCL. La représentation du filtre LCL d'un onduleur triphasé est représentée dans le Fig.4.11 ci-dessous :

Figure 4. 11: Représentation du modèle de filtre LCL pour un onduleur triphasé

Certaines caractéristiques doivent être prises en compte lors de la conception des filtres LCL, telles que l'ondulation du courant de sortie de l'onduleur, les variations de la puissance maximale de la capacité du filtre ainsi que l'atténuation de l'ondulation de la commutation. Généralement, le courant d'ondulation est réglé entre 10% et 25%, le condensateur ne dépasse pas 5% de la valeur de la diminution de la puissance nominale et l'atténuation de l'ondulation est limitée à 20% et le rapport onduleur à réseau est compris entre 0 et 1. Pour l'amortissement passif ou actif, une résistance est généralement connectée en série au condensateur car les besoins en puissance réactive peuvent faire en sorte que la résonance du condensateur interagisse avec le réseau. Cette solution est parfois appelée l'amortissement passif, une technique simple et fiable. Or un inconvénient d'une forte augmentation des pertes de chaleur dans le système diminue donc l'efficacité du filtre (Massawe & Norum, 2013; Hassalne et al., 2014).

Certains paramètres sont importants lors de la sélection du filtre LCL, tels que la puissance nominale de l'onduleur, la fréquence du réseau et la fréquence de commutation (Reznik et al., 2014).

Pour concevoir le filtre utilisé pour cette thèse, les paramètres suivants seront nécessaires : VLL tension de la ligne (qui est considérée comme la tension de sortie de l'onduleur), la tension de phase Vph (tension de sortie de l'onduleur), Pn puissance

active nominale, Vdc est la tension de liaison du cc, fg comme la fréquence du réseau et fsw comme fréquence de découpage.

Le tableau 4.3 ci-dessous montre les paramètres utilisés pour le calcul des composants du filtre. Ces paramètres sont conçus pour gérer une puissance d'environ 10 KVA sur 15 KW.

Tableau 4. 3 : Paramètres de conception du filtre LCL

Paramètres intitulés Valeurs
Puissance nominale de l'onduleur	Pn	15 kw, 3 phase
Tension alternative entre ligne	VLL	400V
Tension de phase alternative	Vph	230V
Période	Ts	100us
CC - Tension de liaison	VBus	800V
Fréquence du réseau	fg	50 HZ
Fréquence de commutation de l'onduleur	fsw	10 KHZ
Intervalle de modulation	ma	0 < ma <1

En utilisant les paramètres fournis dans le tableau 4.3, l'impédance de base et la capacité sont calculées comme suit :

????=	?????2?
	????

???? ?2 ?

400²

???? = = 15 000 = 10.667 ?

????

????=	1
	????????

56

??????h ?? ?? = 2????

1

???? = 2 ??50 × 10.667 = 298.406????

En minimisant les ondulations dans le courant de sortie de l'inductance côté onduleur, on atteint généralement 10 à 20% du courant nominal. Et choisir l'inducteur côté onduleur à 5% de l'impédance de base totale permettant donc à l'ondulation du courant de respecter la limite requise de 10% de la valeur nominale du courant.

???????? =			????L1
			????
????????s L1 =	???????? X ???? ????	0.05 X 10.667 = 2?? 50			= 1.698????

??????????? = 8??????L1

??????

800v

= 8 X 10³ X 1.698???? = 5.89A

57

À partir de l'inducteur de l'onduleur (L₁) calculé ci-dessus, le filtre LCL devrait minimiser l'ondulation actuelle au-dessous de 10% et une réduction supplémentaire de l'ondulation de 2% lorsque l'inducteur côté réseau (L₂) est introduit où les calculs sont effectués par :

????= ?????? 4. 31

L'atténuation des ondulations est déterminée par la constante «r» défini comme la relation entre l'inductance côté onduleur et l'inductance côté réseau qui est l'objectif principal de l'inductance côté réseau. En traçant les résultats avec plusieurs valeurs de «r» il aide à évaluer la fonction de transfert de filtre dans un certain intervalle de fréquence de résonance (Reznik et al. 2014).

L'équation 4.32 ci-dessous présente la relation entre le courant harmonique généré par le réseau et le courant harmonique généré côté onduleur.

????(I) ???? (I????)

?? = 4. 32 [??+??[??-(?????????????? ?? )]??]

Avec r, Cb et x comme facteur de relation entre les inductances, la capacité de base et le facteur de capacité du filtre. Par conséquent, le facteur d'atténuation souhaité est déterminé en définissant la valeur de r dans l'équation (4.31). L'inductance totale du filtre LCL est considérée comme égale à 0,09 par unité, la réactance inductive étant calculée par :

?? ?????????? = ?????????????? X???? ????

4. 33

0.09 X 10.667

L ?????????? =		= 3.056????
	2??50

L ?????????? = L1 + L2

Or L1 = 1.698???? ainsi

58

??₂ = ??₁ + ???????????? = 3.056???? - 1.698???? = 1.358????

La variation maximale du facteur de puissance prise en compte pour concevoir la capacité de filtrage dans cette recherche est de 5% observée par le réseau, qui est multipliée par la valeur de l'impédance de base du système. La capacité du filtre C1 sert de l'évier pour les harmoniques à haute fréquence, elle est déterminée en définissant un pourcentage ne dépassant pas 5% de la capacité de base Cb (Adekola, 2015). Par conséquent, le pourcentage choisi est de 5% pour cette conception et il est exprimé par :

????= ??X ???? 4. 34

??₁ = 0.05 X 298.406??F = 14.9203??F

La fonction de transfert de filtre à une fréquence de résonance spécifique est calculée sur la base de l'impédance nominale du réseau lorsque les résultats obtenus pour un certain nombre de valeurs de `r' sont tracés. Par conséquent, pour éviter la résonance, la résistance d'amortissement Rf connectée en série avec le condensateur pour réduire l'ondulation sur la fréquence de commutation (Massawe & Norum, 2013).

La valeur choisie pour la résistance d'amortissement doit être égale à un tiers de l'impédance du condensateur de filtrage à la fréquence de résonance (Reznik et al. 2014). La résonance de filtrage est calculée ci-dessous :

I?????? = ?? ? ??? X v ????+???? 4. 35

????.????.????

f?????? =

1 X v 1.698. 10-^3+ 1.358. 10-^3 1.698. 10-^3X 1.358. 10-^3X 14.9203. 10-^6 2??

f?????? = 1499.993???? ~1500????

Alors ???????? = 2?? X 1500 = 9424.735 ????d/????c

La valeur de la fréquence de résonance est calculée dans l'équation 4.35 et elle satisfait à l'exigence qui est d'environ 5% de la fréquence de commutation dans laquelle la moitié de la fréquence de commutation est autorisée. Cela dépasse également la valeur minimale souhaitée, qui doit être égale à 10 fois la fréquence nominale. Ceci est exprimé dans l'équation 4.36 (Teodorescu et al., 2011).

???? I?? < I?????? < ??. ??I???? 4. 36

Dans le cas où l'amortissement passif doit être réalisé, une résistance Rf qui agit comme la résistance d'amortissement est connecté en série avec le condensateur de filtrage C1. L'amortissement passif contribue à la stabilité du système de contrôle de l'onduleur (Massawe & Norum, 2013). Plus la valeur de la résistance d'amortissement

59

est élevée, meilleur est l'effet d'amortissement, mais cela peut avoir un effet négatif sur l'efficacité ce qui n'est pas souhaitable. La valeur de la résistance d'amortissement est calculée en 4.37 :

??

???? = 4. 37
??????????????

1

????= 3 X 9424.735 X 14.9203. 10-6 = 2.37?

Les valeurs calculées pour la conception du filtre LCL pour ce projet sont fournies dans le tableau 4.4.

Tableau 4. 4 : Valeurs des paramètres de conception du filtre LCL.

Paramètres Intitulé Valeurs
Inductance du filtre LCL (côté inverseur)	L1	1.698m??
Capacité du filtre LCL	C1	14.9203uF
Inductance du filtre LCL (côté réseau)	L2	1.358m??
La résistance de l'inducteur est approximative	r1	0.5n

4.5 Contrôle du filtre de sortie de l'onduleur

Selon la commande et le type de filtre de sortie, un onduleur de tension peut être contrôlé par un contrôleur de tension ou de courant. Ces deux modes de contrôle constituent la base du contrôle d'une charge dans leurs différents modes de fonctionnement.

4.5.1 Contrôle de la tension de l'onduleur

Dans cette partie, le contrôle de tension est analysé avec un inverseur de tension à filtre LC. Effectuer le calcul de la commande, en considérant le modèle idéalisé de l'onduleur. Le circuit équivalent monophasé du système à contrôler est présenté à la figure 4.12.

60

Figure 4. 12 : modèle de source de tension contrôlée équivalente d'un onduleur de tension avec filtre LC.

Le modèle de ce système est représenté par l'équation 4.7, Où par les valeurs des paramètres du système considéré sont montrés dans le tableau 4.2. Les valeurs du filtre LC ont été calculées de manière à minimiser les harmoniques de commutation de l'onduleur fonctionnant à une fréquence de commutation de 10 kHz.

Tableau 4. 5 : Paramètres de l'onduleur et du LCL

Paramètres Intitulé Valeurs
Inductance du filtre LC	L1	1.698m??
Résistance du filtre LC	r1	0.5?
Capacité du filtre LC	C1	14.92uF
Période	Ts	100us
Tension de liaison (VDC)	VBus	800V
Tension efficient du réseau	Vr_eff	220V
Intervalle de modulation	ma	0 < ma <1

4.5.2 Contrôle de courant de l'onduleur de tension

Dans cette section, le courant est analysé lors de la commande d'un convertisseur de tension muni d'un filtre LCL. On effectue le calcul de la commande, en considérant le modèle idéalisé de l'onduleur. Par exemple, le circuit équivalent monophasé du système à contrôler dans ce cas est présenté à la Fig.4.13.

61

Figure 4. 13 : diagramme de phase équivalent d'un onduleur de tension (modèle à source de tension contrôlée) avec un filtre LCL contrôlé en courant.

Le modèle de ce système est représenté par l'équation 4.9, les valeurs des paramètres du système considéré sont présentées dans le tableau 4.2. Les valeurs du filtre LCL ont été calculées pour minimiser les harmoniques de commutation d'un onduleur fonctionnant à une fréquence de commutation de 10 kHz.

Tableau 4. 6 : paramètre de l'onduleur et du filtre LCL

Paramètres Intitulé Valeurs
Puissance nominale de l'onduleur	Pn	15 kw, 3 phase
Tension alternative de ligne	VLL	400V
Tension de phase alternative	Vph	230V
Période	Ts	100us
Tension de liaison CC	VBus	800V
Fréquence du réseau	fg	50 HZ
Fréquence de commutation de l'onduleur	fsw	10 KHZ

4.5.3 Technique de contrôle utilisant le système de boucle à verrouillage de phase (PLL)

La mise au point de la technique de boucle à verrouillage de phase en Anglais PLL (Phase Locked Loop) est directement liée à l'histoire de la modulation d'amplitude. Le principe de la PLL a été étudié en 1932, par Henri De BELLISCISE un ingénieur de l'École Supérieure d'Électricité (invention française). Ce dispositif était destiné à améliorer les conditions de réception des signaux radioélectriques noyés dans le bruit en modulation d'amplitude. A l'époque, les réalisations à base de PLL étaient à tubes et donc volumineuses, chères et réservées au matériel professionnel. Aujourd'hui, la

technique PLL ne comprend plus qu'un circuit intégré et quelques composants

périphériques. Les PLL ont envahi tout le domaine des télécommunications.

1. Aperçu général

Le système PLL contient 3 composants de base (Fig.4.13) :

- un comparateur de phase (CDP);

- un filtre passe-bas (FPB);

- un oscillateur contrôlé en tension (VCO).

62

Figure 4. 14 : Structure de base de la boucle à verrouillage de phase

2. Système de contrôle PLL sur Psim

Figure 4. 15 : Conception PLL dans la plateforme du logicielle Psim

4.5.4 Synchronisation de l'onduleur connecté au réseau à l'aide de la
technique PLL

La méthode de boucle à verrouillage de phase (PLL) est considérée comme un appareil qui permet à un signal de suivre un autre. Le signal de sortie se synchronise avec un signal d'entrée de référence en fréquence et en phase. La boucle de contrôle de courant est basée sur le contrôleur PI (intégrale proportionnelle) et la PLL est chargée de lui fournir les signaux. Pour que la PLL synchronise la fréquence du signal d'entrée périodique et l'angle de phase avec le signal de sortie, elle utilise un oscillateur

63

interne identifié comme oscillateur commandé en tension et une rétroaction négative. L'angle de phase, la fréquence et la tension du réseau sont identifiés par le système PLL. Afin de mettre en oeuvre les transformations de trame de référence synchrone, l'angle de phase est nécessaire tandis que la fréquence et la tension sont nécessaires pour la stabilité dynamique du système et de surveiller les conditions du réseau. Cependant, les courants sont transformés en référentiel synchrone dq, qui effectue un processus de découplage entre les axes d et q.

Une configuration courante pour la synchronisation du réseau utilisée de nos jours est la boucle à verrouillage de phase (PLL) implémentée dans le référentiel synchrone dq et son schéma est illustré dans la figure 4.16 ci-dessous. Cette configuration de PLL est composée de la détection de phase et du filtre de boucle. La mise en oeuvre de la détection de phase peut être réalisée en utilisant la transformation abc en dq dans le système triphasé. Alternativement, la dynamique du système est déterminée par le filtre de boucle. Cependant, la bande passante du filtre est un accord entre les performances du filtre et la réponse temporelle. Par conséquent, la qualité du verrou et la dynamique PLL sont fortement influencées par les paramètres du filtre de boucle (Meersman et al. 2010; Timbus et al. 2005).

Figure 4. 16 : Représentation PLL dans un référentiel synchrone

De plus, le référentiel synchrone peut facilement obtenir une performance appropriée et de petites erreurs d'état stationnaire en amplitude et en phase avec une configuration de compensateur simple car en état stationnaire les signaux sont sous forme de courant continu (Reznik 2012; Chung 2000).

Habituellement, le réseau électrique public est un système rigide dans lequel toute déviation de la fréquence fournie entraîne une augmentation de l'erreur de l'angle de phase. Cette erreur est réduite à zéro en utilisant le contrôleur PI (Kaura & Blasko

64

1997). La réponse en boucle fermée de l'algorithme PLL peut prédire entièrement la réponse aux fluctuations de fréquence.

4.6 Conclusion

Le contrôle, la modélisation et l'analyse permettant de mener à bien cette recherche ont été étudiés et présentés dans ce chapitre de même que la modélisation du filtre de sortie de l'onduleur et des différents types de contrôle du filtre. Une étude du système de boucle à verrouillage de phase (PLL) a également été présentée.

L'onduleur connecté au réseau est essentiel en raison de la nature intermittente de l'énergie renouvelable qui peut entraîner une instabilité du système. Le contrôleur PI conçu a été implémenté dans Psim à l'aide de l'outil d'autoréglage du bloc PI. Les performances du contrôleur PI conçu pour fonctionner efficacement lorsque l'onduleur est en mode connecté au réseau seront confirmées dans le chapitre suivant à travers diverses simulations.

65

CHAPITRE 5

SIMULATION, RESULTATS ET DISCUSSION

5.1 Introduction

Dans ce chapitre, le système d'onduleur connecté au réseau est modélisé sur la base théorique présentée dans le chapitre précédent. Le système a été simulé pour vérifier l'efficacité de la structure de contrôle présentée au chapitre quatre et pour déterminer ses paramètres de performance à l'aide du logiciel de simulation PSIM. PSIM est un logiciel de simulation spécialement conçu pour l'électronique de puissance et les moteurs. Avec sa simulation rapide et son interface utilisateur conviviale, le logiciel PSIM fournit un environnement de simulation puissant pour les études en électronique de puissance, contrôle analogique et numérique, systèmes magnétiques, à énergies renouvelables et à commande de moteur (Powersim, 2010).

La conception de l'interface d'électronique de puissance universelle pour le mode de production distribuée a été développée et simulée à l'aide du logiciel Psim.

Ce chapitre présente la discussion et les résultats de la simulation de la tension de sortie du variateur avant le filtre LCL, sans contrôleur et avec le contrôleur. Les résultats de la simulation, de la conception de commande d'onduleur sont réalisés en mettant en oeuvre le contrôleur PI et les performances du filtre LCL dans le fonctionnement en mode système. Les résultats de la simulation du contrôle de courant de l'onduleur à l'aide de la génération de référence de puissance et du contrôle direct PI sont également décrits.

5.2 L'onduleur connecté au réseau

La figure 5.1 ci-dessous représente l'onduleur connecté au filtre LCL. Dans cette conception, les commutateurs IGBT ont été choisis pour fonctionner en tant que commutateurs. Le réseau connecté est considéré comme idéal et la tension du circuit intermédiaire (VDC) sert de tension d'entrée au système onduleur connecté au réseau. Il a également été considéré comme une source de tension idéale provenant des systèmes GD.

La commande de l'onduleur connecté au réseau qui alimente le système avec le système d'alimentation active et réactive est mise en oeuvre en utilisant l'approche de la technique de contrôle actuelle. En utilisant la technique de contrôle du courant et le contrôle PI direct, présentés à la Fig.5.2, le contrôle de l'onduleur connecté au réseau qui alimente le système en système d'alimentation active et réactive est mis en oeuvre.

Le bloc IST représente l'onduleur connecté au réseau via le filtre et la charge. Au chapitre quatre, le filtre LCL triphasé composé de composants inductifs et capacitifs a été présenté ; ce filtre LCL est connecté à la tension de sortie de l'onduleur. Le filtre LCL utilisé pour l'algorithme de contrôle de courant dans les systèmes connectés au réseau est présenté à la Fig.5.1 ci-dessous.

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Figure 5. 1: Grid connected to the inverter model

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Figure 5. 2: Modèle de contrôle du courant par le contrôle PI direct

5.3 Sources d'entrée universelles

Dans ce projet, différentes ressources de génération distribuées sont configurées pour être connectées ensemble afin de produire la tension source continue minimale de 800 V nécessaire au fonctionnement du circuit. Ces sources de tension (CC ou CA) sont toutes connectées de manière à ce que même une seule source puisse être capable de gérer l'ensemble du système. Une batterie est mise en place pour permettre au circuit de fonctionner même en cas de déficit en ressources énergétique (renouvelables et alternatives) ou sont incapables de produire la quantité d'énergie requise pour le bon fonctionnement du circuit.

Le convertisseur d'entrée universel peut combiner plusieurs sources d'alimentation d'entrée où les niveaux de tension et / ou la capacité d'alimentation sont différents pour obtenir une tension de sortie régulée pour la charge. Par conséquent, le convertisseur peut contrôler le flux d'énergie entre les sources et la charge. Un convertisseur universel CC /CC et CA/CC remplace plusieurs nombres de connexion en parallèle

connectés à un seul convertisseur. Les sources d'entrée de 1 à N source peuvent être composées de n'importe quel type de combinaison de sources d'énergie telles que des éoliennes, des modules PV, une pile à combustible, des microturbines et la Source N, qui peut être une unité de stockage telle qu'une batterie ou un ultra-condensateur d'énergie. La Fig.5.3 présente la manière dont toutes les sources sont connectées ensemble à un convertisseur élévateur de tension afin d'atteindre la tension d'entrée requise minimale requise de l'onduleur, d'environ 800V en continue.

68

Figure 5. 3 : Convertisseur de tension d'entrée universel

69

5.4 Résultats de la Simulation

Cette section décrit différentes instances d'analyse et d'évaluation des performances du modèle d'onduleur conçu pour le réseau. La tension de sortie et le courant de sortie de l'onduleur ainsi que la tension de la sortie côté réseau ont été étudiés. L'analyse harmonique du courant injecté dans la grille a également été étudiée.

Figure 5. 4 : tension de sortie de l'onduleur avant le filtre

En utilisant l'onduleur effectuant des impulsions avec modulation à une fréquence de commutation plus élevée d'environ 10 KHz par rapport à la fréquence nominale des signaux modulés, la conversion du courant continu en courant alternatif est effectuée. Ainsi les résultats mesurés de la tension à la sortie de l'onduleur (Va) et le courant à la sortie de l'onduleur (Ia) sont présentés par les figures Fig.5.4 et Fig.5.5 respectivement. En raison de l'influence des commutateurs IGBT connectés avant le filtre LCL, la tension de sortie mesurée de l'onduleur qui varie entre - 800 V et 800 V présente des harmoniques d'ordre élevé et faible. Pour cette étude de simulation, la puissance active est définie pour 15 KW comme su indiqué dans le chapitre 4 et la puissance réactive sur 0 KVAR. Le système est simulé à un temps de 0,4s, les résultats suivant sont été obtenus.

70

Figure 5. 5 : courant de sortie de l'onduleur

Figure 5. 6 : Courant de sortie triphasé de l'onduleur

Maintenant, en utilisant le filtre LCL, les harmoniques présentes à la sortie de l'onduleur ont été filtrées. La comparaison de ces formes d'onde c'est-à-dire la tension de sortie simulée et le courant de l'onduleur avant le filtre LCL d'un côté et la tension de sortie simulée et le courant après le filtre de l'autre côté de l'onduleur prouve clairement l'importance du filtre qui doit être interconnecté de l'onduleur au réseau de distribution afin de filtrer les harmoniques produites par l'onduleur. Les Fig.5.7 et

71

Fig.5.8 présentent respectivement le courant de sortie triphasé et la tension de l'onduleur connecté triphasé après le filtre LCL.

Figure 5. 7 : Courant de sortie filtré triphasé de l'onduleur

Figure 5. 8 : Tension de sortie filtrée de l'onduleur: tension de la ligne (Vline) et la tension de phase (Vphase).

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L'objectif de cette étude avant que le réseau soit connecté au circuit, la tension donnée dans le tableau 4.3 où la tension de la ligne (Vline) est 400V et la tension entre phases (Vphase) est 230V doit également être obtenu pendant la simulation, la Fig.5.8 présente le résultat de la simulation de la tension de ligne et de la tension de phase obtenu de l'autre côté de l'onduleur après le filtre LCL il est claire que les résultats obtenus sont bien conformes aux normes de l'IEEE. On peut aussi dire que le résultat de la simulation montre clairement que la tension obtenue après la simulation est la même que la tension indiquée dans le tableau 4.3.

La forme d'onde de sortie après le variateur ne contient que des harmoniques de base d'ordre faible. Les résultats obtenus montrent la capacité d'atténuation des ondulations du filtre LCL pour répondre aux normes d'interconnexion. La forme d'onde de tension de sortie triphasée de l'onduleur connecté au réseau après le filtre LCL est représentée à la figure 5.9.

Figure 5. 9 : Tension de sortie triphasée de l'onduleur filtrée connecté au

réseau.

Les figures 5.10 et 5.11 montrent le flux de puissance active (KW) injectée au réseau avec pour référence 15KW et de puissance réactive (KVAR) injectée dans le réseau. Ces puissances sont alimentées par l'onduleur connecté au réseau et la tension de liaison VDC est maintenue à 800V.

Figure 5. 10 : Puissance active (KW) injectée dans le réseau

73

Figure 5. 11 : Puissance réactive (VAR) injectée dans le réseau

74

La réponse du composant d courant est représentée sur la figure 5.12. Affichage de la capacité du contrôleur pour l'axe d effectuant un suivi décent de la puissance définie.

Figure 5. 12 : réaction du courant id au changement de la commande de

référence.

La réponse de suivi de la composante de courant q a également été tracée sur la figure 5.13. Il montre la capacité du contrôleur pour l'axe q à suivre décemment la puissance réglée.

Figure 5. 13 : réaction du courant iq au changement de la commande de

référence.

75

La réponse de suivi de la tension mesurée d et q est tracée sur la figure 5.14. Les axes d et q de la tension du variateur sont régulés.

Figure 5. 14 : tension mesurée de d et q

Figure 5. 15 : réaction des signaux de la MLI.

Figure 5. 16 : Source de tension d'onde triangulaire (Vtri)

76

Les Fig. 5.12 et Fig.5.13 présentent le courant de suivi de référence des courants des axes d et q en réponse aux références correspondantes, il est clairement observé la capacité du contrôleur pour l'axe q à suivre de manière décente la puissance réglée. À partir de la tension mesurée, les composantes d et q sont également illustrées à la figure 5.14. Il est représenté à la figure 5.15 les signaux de modulation dirigés vers le générateur de la technique MLI. La tension d'onde triangulaire requise pour ce système est présentée à la Fig.5.16 son indice de modulation est compris entre -1 et 1. Le graphique 5.17 présente l'analyse par FFT (Fast Fourier Transform) ou Transformée de Fourier Rapide en français du courant du réseau pour voir le niveau des harmoniques.

Figure 5. 17 : Analyse FFT du THD du courant de ligne injecté dans le réseau.

77

5.5 Performances du système avec modifications de la puissance active et réactive.

5.5.1 Étude de cas 1

Le système est simulé avec une nouvelle référence de performance, la puissance active passe de 15KW à 30KW et la puissance réactive est réglée sur 15 KVAR, toutes fonctionnant en même temps de simulation qui est 0,4 seconde. Par conséquent, à partir de ces changements pas à pas dans la commande de référence, les résultats suivants du courant de phase de l'onduleur, du courant triphasé du réseau, du courant et de la tension de phase, de la puissance active et de la puissance réactive sont obtenus après simulation et affichés respectivement sur les Fig. 5.18, 5.19, Fig. 5.20, Fig. 5.21 et Fig. 5.22. Un changement est observé vers 0,18 seconde pendant cette variation de la puissance injectée ou changement de la référence de commande.

Figure 5. 18 : Courant de sortie de l'onduleur (IAa)

En raison du changement d'étape, il est possible d'observer sur les Fig. 5.18 et Fig.5.19, au bout de 0,18 seconde le processus de transition qui se produit à ce moment-là en raison du changement de puissance active de 15 kW à 30KW et de 0 VAR à 15 KVAR. Le même changement est également observé dans la tension de

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phase et le résultat de la réponse en courant triphasé est représenté à la Fig.5.20.

Figure 5. 19 : Courant de réponse au réseau

Figure 5. 20 : réponse de la tension de phase et du courant du réseau

Pour cet ensemble d'études par simulation, la tension de liaison CC est maintenue à 800 Vdc, l'ensemble de référence pour la puissance active illustré à la Fig.5.21 est de 30 KW à un temps de simulation de 0,4 s. Alors que la référence connectée au réseau

pour la puissance réactive est de 15 KVAR avec le même temps de simulation que celui illustré à la Fig.5.22. Par conséquent, le réseau doit fournir une puissance réactive à l'onduleur connecté au réseau.

Figure 5. 21 : Puissance active injectée (P) en KW au réseau à une amplitude de

5k.

79

Figure 5. 22 : Puissance réactive (Q) injectée en KVAR

La figure 5.23 représente la réponse en courant d au changement de paramètres montrant la capacité du contrôleur dans l'axe d à suivre la puissance définie. Lorsque le changement en commande se produit, certaines épies sont observées à 0,18 s.

Figure 5. 23 : Id réponse actuelle au changement de paramètres

La figure 5.24 présente la réaction au changement de paramètres, montrant la capacité du contrôleur dans l'axe d à suivre la puissance définie. Lorsque le changement se produit, cela affecte la simulation et par conséquent certaines épies sont observées à 0,18.

80

Figure 5. 24 : Iq réponse actuelle au changement de paramètres

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Figure 5. 25 : Tension mesurée des composants d et q

Figure 5. 26 : Modulation du signal dirigé vers MLI

82

Figure 5. 27 : Tension de triangulaire (Vtri)

La figure ci-dessous présente l'analyse du taux de distorsion harmonique (THD) du courant injecté dans le réseau à une fréquence de 50 Hz en effectuant la transformation de fourrier rapide (FFT en Anglais) qui est un algorithme de calcul de la transformation de Fourier discrète (TFD) dont sa complexité varie en O (n log n) avec le nombre n de points, alors que la complexité de l'algorithme « naïf » s'exprime en O (n2) pour n = 1 024, le temps de calcul de l'algorithme rapide peut être 100 fois plus court que le calcul utilisant la formule de définition de la TFD (Rader & Brenner, 1976). On remarque que les harmoniques du courant injecté dans le réseau sont très moindres environ moins de 0,3% du courant nominal. À partir des résultats de la simulation obtenus et affichés dans les Fig. 5.23 et 5.24, nous examinons l'analyse des performances du régulateur PI pour les axes de courant d et q. à 0,2 seconde, d et q subissent également le changement de la puissance d'entrée injectée dans le réseau. La figure 5.25 représente les composantes de tension d et q qui subissent également le transitoire en même temps, confirmant ainsi les performances du système conçu pour contrôler la tension et le courant.

83

Figure 5. 28 : Analyse FFT du courant de réseau

Le signal modulé dirigé vers la MLI est présenté à la Fig. 5.26. Les instants de commutation dans le cas d'un intercepteur MLI sont représentés dans la tension triangulaire sur la figure 5.27. L'analyse FFT est effectuée sur le courant réseau triphasé et les résultats sont indiqués à la Fig. 5.28.

5.5.2 Étude de cas 2

Dans cette étude de cas, les paramètres de commande d'entrée sont modifiés, la puissance active est maintenant réglée sur 35KW et la puissance réactive sur 15KVAR au bout de 0,6 seconde (temps considéré pour la simulation).

Les résultats de la simulation du courant de phase de l'onduleur, du courant triphasé du réseau, du courant et de la tension de phase, de la puissance active et de la puissance réactive obtenus après la simulation sont affichés respectivement à la Fig. 5.29, Fig. 5.30, Fig. 5.31, Fig. 5.32 et Fig. 5.33. Un changement à la puissance injectée est observé à partir de 0,18.

84

Figure 5. 29 : Courant de sortie de l'onduleur Ia

Figure 5. 30 : Réaction du courant de réseau au changement de puissance.

A la Fig.5.29, le courant de ligne de l'onduleur montre quelques pointes transitoires qui se produisent en raison du changement de référence de commande. La même chose est observée sur le courant triphasé du réseau sur la Fig.5.30 et sur la réaction en tension et en courant de phase présentée à la Fig. 5.31.

Figure 5. 31 : Réaction de la tension de phase et du courant du réseau

Figure 5. 32 : Puissance active injectée dans le réseau «P» en KW

85

86

Figure 5. 33: Puissance réactive injectée Q (KVAR) dans le réseau

Figure 5. 34: Réaction du courant Id sur le changement de commande de

référence.

Les figures 5.32 et 5.33 représentent respectivement la puissance active et la puissance réactive injectées dans le réseau, tandis que les composantes d et q du courant sont illustrées aux figures 5.34 et 5.35.

Figure 5. 36: Signal de modulation dirigé vers PWM MLI

Figure 5. 37: Tension mesurée des composants d et q

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Figure 5. 35: Réaction du courant Iq au changement de commande de référence

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Figure 5. 38 : Analyse FFT du courant de réseau

La figure 5.38 montre l'analyse du taux de distorsion harmonique (THD) du courant injecté dans le réseau à une fréquence de 50 Hz en effectuant la FFT dans le logiciel de simulation Psim, les résultats ci-dessus sont obtenus. L'on remarque que les harmoniques du courant injecté dans le réseau sont très faibles et environ moins de 1%.

5.6 Étude d'un mode directionnel inversé

Cette étude de cas présente la capacité du réseau connecté à fournir de l'alimentation en mode inverse c'est-à-dire tension ou courant du réseau à l'onduleur, l'énergie passera du réseau à la tension de liaison. Le système est initialement configuré pour produire 20 KW de puissance active et 10 KVAR de puissance réactive à un temps de 0,35 seconde. Mais au début, une commande de référence de 10KW de puissance active et de 30KVAR de puissance réactive doit être utilisée. Par conséquent, après la simulation du circuit, les résultats suivants, présentés ci-dessous montrent clairement le processus de transition qui se produit pendant le temps de simulation de 0,3s.

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Figure 5. 39 : Courant de sortie de l'onduleur.

Résultat de la modification de la commande de référence, la Fig. 5.39 est la réaction du courant de ligne de l'onduleur montrant de petites pointes transitoires ce qui prouve le processus de transition qui s'est produit à 0,3s.

Figure 5. 40: Réaction du courant du réseau au changement de commande de

référence.

90

La même chose est également observée dans le courant triphasé injecté dans le réseau après le filtre LCL, comme l'indique la figure 5.40 ainsi que dans la différence entre la réaction de la tension de phase et de courant représentée sur la figure 5.41.

Figure 5. 41: Réaction de la tension de phase et du courant du réseau

Figure 5. 42: Puissance active (KW) et puissance réactive (KVAR) injectées

vers le réseau

La figure 5.42 représente la puissance active et la puissance réactive injectées dans le réseau, tandis que les composantes d et q du courant sont illustrées à la figure 5.43 et le processus de transition est observé à 0,3 s.

Figure 5. 43 : réaction du courant Id

En raison du changement de commande, la transition est également observée dans la réaction du courant de composant q avec les pics induits à 0,3s.

91

Figure 5. 44 : réaction du courant Iq au changement de commande de référence

Figure 5. 45 : tension mesurée des composants d et q

Figure 5. 46 : analyse FFT du courant de réseau

92

La Fig.5.46 présente l'analyse effectuée sur le courant injecté dans le réseau à une fréquence de 50 Hz en effectuant la FFT dans la plate-forme du logiciel de simulation. Le résultat ci-dessus est obtenu et il est observé que les harmoniques du courant injecté dans le réseau sont approximatives moins de 0,3% du courant nominal.

93

5.7 Conclusion

Dans ce chapitre, le modèle triphasé connecté au réseau a été utilisé, la modélisation et la conception présentées dans le chapitre précédent ont été mises en oeuvre et les résultats de la simulation montrent clairement que les procédures utilisées pour concevoir le circuit sont très pertinentes. L'efficacité du filtre LCL conçu a été confirmée car les harmoniques du courant injecté dans le réseau sont faible répondant ainsi aux normes IEEE. Les contrôles conçus ont également été analysés afin de vérifier leur capacité à fonctionner selon les besoins via différentes simulations ou étude de cas.

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CHAPITRE 6

CONCLUSION ET PERSPECTIVES

6.1 Conclusion

La conception d'un convertisseur d'électronique de puissance se poursuit encore aujourd'hui par une adaptation dimensionnelle aux spécifications pour lesquelles il est conçu. Cela implique une nouvelle étude pour chaque application qui conduira à une structure et à un choix de composants spécifiques à cette spécification et à un système de contrôle adapté aux résultats attendus. Néanmoins, si cette approche est encore répandue, c'est la seule à ce jour à pouvoir apporter une réponse en termes de dimensionnement toujours adaptée au problème posé en permettant des choix optimaux pour tous les scénarios. Ainsi, le début de ce mémoire de recherche a fait l'objet d'une étude approfondie et d'une revue de la littérature sur un système de production décentralisée et une interface d'électronique de puissance universelle, ainsi que sur l'onduleur connecté au réseau.

Le développement et la conception d'un onduleur triphasé connecté au réseau a été présentés tout au long de ce mémoire. La recherche a pu atteindre ses objectifs en concevant, en modélisant, en analysant et en simulant le circuit à l'aide du logiciel Psim, permettant ainsi de vérifier les performances du système de contrôle proposé. Pour atteindre les objectifs de la recherche, la conception du filtre passe-bas LCL a été choisi en raison de ses caractéristiques d'atténuation des ondulations, il a été conçu et testé pour ce travail. La conception du contrôleur et du filtre LCL a été mise en oeuvre et le résultat de la simulation montre que les procédures utilisées sont appropriées. L'efficacité du filtre LCL a été confirmée car les harmoniques à faible courant injectés dans le réseau répondent aux exigences de la norme de l'Institut d'ingénieurs en électricité et électronique (IEEE). La capacité du contrôle de courant à fonctionner en mode connecté au réseau a été présentée à travers la réaction du système sur la capacité de suivi de références actives et réactives variées.

L'efficacité du système, l'amélioration de la qualité de l'alimentation du système ont été réalisées et vérifiées en effectuant différentes simulations sur le modèle développé utilisant divers types de puissances nominales injectées dans le système. La même performance a été réalisée en prenant le cas d'une étude directionnelle inversée afin de vérifier la performance du système.

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6.2 Perspectives

· les résultats simulés peuvent être comparés à l'aide de différentes modélisation du système sur d'autres logiciels de simulation tel que Matlab Simulink;

· développer et intégrer une interface de communication et une interface homme-machine avec les outils du système ;

· le système peut être construit pour une configuration expérimentale afin de comparer les résultats simulés aux résultats expérimentaux ;

· différents types de procédures de contrôle peuvent être conçus et développés pour la comparaison ;

· réguler les topologies pour sources (PV, vent, pile à combustible....) de tension d'entrée à la tension de liaison ou au jeu de barre ;

· les topologies de l'électronique de puissance peuvent être revues et une topologie généralisée pourrait être sélectionné pour comprendre leur conception de contrôle.

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REFERENCE BIBLIOGRAPHIQUE

Ackermann, T., Andersson, G. &Söder, L. 2001. Distributed generation: A definition. Electric Power Systems Research, 57(3): 195-204.

Adekola, O.I. 2015. DESIGN AND DEVELOPMENT OF A SMART INVERTER SYSTEM.

Agarwal, T. 2014. AC to AC converter working and supplies. Electrical.

http://www.elprocus.com/ac-to-ac-converter-working-and-supplies/ 27 November 2019.

Anon. Chapter 1 -integrated.

https://ujdigispace.uj.ac.za/bitstream/handle/10210/1739/01Chapter01.pdf?seque nce=2 18 April 2019b.

Anon. file:///G:/Dissertation thesis_Karteek_Gummi%20(1).pdf 8 April 2019d.

Benavides, N.D. & Chapman, P.L. 2005. Power buGDeting of a multiple-input buck-boost converter. IEEE Transactions on Power Electronics, 20(6): 1303-1309.

Blaabjerg, F., Chen, Z. &Kjaer, S.B. 2004. Power electronics as efficient interface in dispersed power generation systems. IEEE Transactions on Power Electronics, 19(5): 1184-1194.

Blasko, V., & Kaura, V. (1997). A novel control to actively damp resonance in input LC filter of a three-phase voltage source converter. Industry Applications, IEEE Transactions on, 33(2), 542-550.

Bose, B.K., 2002. Modern Power Electronics And Ac Drives.pdf.

Byuncho, C., Cho, B. H. & Sung-Soo, H., 1999. Dynamics and control of dc to dc converters driving other converters downstream. IEEE Trans. Circuits syst., 46(10), pp. 1240 -1248.

Chapman, S.J. 2004. Electric machinery fundamentals. 4th ed. New York, NY: McGraw-Hill Higher Education.

97

Chen, Y.-M., Liu, Y.-C., Hung, S.-C. & Cheng, C.-S. 2007. Multi-input Inverter for grid-connected hybrid PV/wind power system. IEEE Transactions on Power Electronics, 22(3): 1070-1077.

De Doncker, R.W.A.A., Divan, D.M. &Kheraluwala, M.H. 1991. A three-phase soft-switched high-power-density DC/DC converter for high-power applications. IEEE Transactions on Industry Applications, 27(1): 63-73.

Doulet, J.P. HORSON « Réseaux de distribution - Enfouissement », Technique de l'ingénieur, Référence D4225, 2008.

Farret, F.A., Simões, G.M. & Simoes, G.M. 2006. Integration of alternative sources of energy. United States: Wiley, John & Sons.

Friedman, N.R. 2002. Systèmes d'interconnexion des ressources énergétiques distribuées: examen des technologies et besoins de recherche NREL technical monitor: Thomas Basso. http://www.nrel.gov/docs/fy02osti/32459.pdf 19 November 2019.

Goldstein, L et al., 2003. Caractérisation des technologies des ressources énergétiques distribuées au gaz, colorado : National renewable laboratory.

HAMIL, D.C. 1994. A review of ` power electronic converters: ' DC-DC conversion. By R. Bausiere, F. Labrique and G. Seguier, (Berlin: Springer-Verlag, 1993), 402 pp., DM180.00 (hardback). ISBN 3 540 54790 6. Informa UK.

Hassaine, L., Kherchi, M. & A E W H Kahlane. 2014. LCL filter design for photovoltaic grid connected systems. : 227-232.

http://www.cder.dz/download/sienr2014_31.pdf 10 August 2019.

Jenkins, N., Allan, R., Crossley, P., Jenkins, N., Allan, R., Crossley, P., Kirschen, D. & Strbac, G. 2000. Embedded generation. London: Institution of Engineering and Technology.

Jiang, W. & Fahimi, B. 2009. Multi-port power electric interface for renewable energy sources. 2009 Twenty-Fourth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition.

98

Jiang, W. & Fahimi, B. 2011. Multiport power electronic Interface--Concept, modeling, and design. IEEE Transactions on Power Electronics, 26(7): 1890- 1891.

Karshenas, H.R. & Saghafi, H. 2013. Basic criteria in designing LCL filters for grid connected converters. , 3: 1996-2000. http://ieeexplore.ieee.org/stamp/stamp.jsp?tp=&arnumber=4078554 4 August 2019.

Kirubakaran, A., Jain, S. & Nema, R.K. 2009. A review on fuel cell technologies and power electronic interface. Renewable and Sustainable Energy Reviews, 13(9): 2430-2440.

Kirubakaran, K., Jain, S. &Nema, R.K. 2011. DSP-Controlled power electronic interface for fuel-cell-based distributed generation. IEEE Transactions on Power Electronics, 26(12): 3853-3864.

Kjaer, S.B., Pedersen, J.K. & Blaabjerg, F. 2005. A review of single-phase grid-connected Inverters for Photovoltaic modules. IEEE Transactions on Industry Applications, 41(5): 1292-1306.

Kramer, W., Chakraborty, S., Kroposki, B. & Thomas, H. 2008. Advanced power electronic interfaces for distributed energy systems; part 1: Systems and Topologies. http://www.nrel.gov/docs/fy08osti/42672.pdf 15 January 2019.

Kroposki, B., Pink, C., DeBlasio, R., Thomas, H., Simões, M. & Sen, P.K. 2010a. Benefits of power electronic interfaces for distributed energy systems. IEEE Transactions on Energy Conversion, 25(3): 901-908.

Kroposki, B., Pink, C., DeBlasio, R., Thomas, H., Simões, M. & Sen, P.K. 2010b. Benefits of power electronic interfaces for distributed energy systems. IEEE Transactions on Energy Conversion, 25(3): 901-908.

Kwasinski, A. 2009. Identification of feasible Topologies for multiple-input DC-DC converters. IEEE Transactions on Power Electronics, 24(3): 856-861.

Kwasinski, A. &Krein, P.T. 2007. Multiple-input dc-dc converters to enhance local availability in grids using distributed generation resources. APEC 07 - Twenty-Second Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition.

99

Lagorse, J., Simoes, M.G. &Miraoui, A. 2009. A Multiagent fuzzy-logic-based energy management of hybrid systems. IEEE Transactions on Industry Applications, 45(6): 2123-2129.

Leung, A.S.W., Chung, H.S.H. & Chan, T. 2007. A ZCS isolated full-bridge boost converter with multiple inputs. 2007 IEEE Power Electronics Specialists Conference.

Leung, K.K. & Sutanto, D. 2000. Using battery energy storage system in a deregulated environment to improve power system performance. : 614-619. http://ieeexplore.ieee.org/iel5/6909/18580/00855736.pdf?arnumber=855736 12 February 2019.

Liu, C., Ridenour, A. & Lai, J.-S. 2006. Modeling and control of a novel Six-Leg Three-Phase high-power converter for low voltage fuel cell applications. IEEE Transactions on Power Electronics, 21(5): 1292-1300.

Liu, D. & Li, H. 2006. A ZVS bi-directional DC-DC converter for multiple energy storage elements. IEEE Transactions on Power Electronics, 21(5): 1513-1517.

Magueed Hassan, F.A. 2005. On power electronics interface for distributed generation applications and its impact on system reliability to customers. http://webfiles.portal.chalmers.se/et/Lic/Abdul-MagueedFainanLic.pdf 4 August 2019.

Marchesoni, M. &Vacca, C. 2007. New DC-DC converter for energy storage system interfacing in fuel cell hybrid electric vehicles. IEEE Transactions on Power Electronics, 22(1): 301-308.

Massawe, H.B. & Norum, L.E. 2013. Grid connected Photovoltaic systems with Smart Grid functionality. https://daim.idi.ntnu.no/masteroppgaver/009/9817/masteroppgave.pdf 11 August 2019.

Matsuo, H., Lin, W., Kurokawa, F., Shigemizu, T. & Watanabe, N. 2004. Characteristics of the multiple-input DC-DC converter. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 51(3): 625-631.

100

Matsuo, H., Shigemizu, T., Kurokawa, F. & Watanabe, N. Characteristics of the multiple-input DC-DC converter. Proceedings of IEEE Power Electronics Specialist Conference - PESC '93.

Meersman, B., De Kooning, J., Vandoorn, T., Degroote, L., Renders, B., & Vandevelde, L. 2010. Overview of PLL methods for distributed generation units. In Universities Power Engineering Conference (UPEC), 2010 45th International (pp. 1-6). IEEE.

Mohan, N., Undeland, T.M., Robbins, W.P. & Undel, T.M. 2003. Power electronics: Converters, applications and design, media enhanced. 3rd ed. United States: John Wiley and Sons (WIE).

Ozpineci, B., Tolbert, L.M. & Du, Z. Multiple input converters for fuel cells. Conference Record of the 2004 IEEE Industry Applications Conference, 2004. 39th IAS Annual Meeting.

Peng, F.Z., Li, H., Su, G.-J. & Lawler, J.S. 2004. A new ZVS Bidirectional DC-DC converter for fuel cell and battery application. IEEE Transactions on Power Electronics, 19(1): 54-65.

Powersim Inc. PSIM® Version 9.0 User's Guide . January 2010.

Puttgen, H.B., MacGregor, P.R. & Lambert, F.C. 2003. Distributed generation: Semantic hype or the dawn of a new era? IEEE Power and Energy Magazine, 1(1): 22-29.

Reznik, A., Simoes, M.G., Al-Durra, A. & Muyeen, S.M. 2014a. filter design and performance analysis for grid-interconnected systems. IEEE Transactions on Industry Applications, 50(2): 1225-1232.

Reznik, A., Simoes, M.G., Al-Durra, A. & Muyeen, S.M. 2014b. filter design and performance analysis for grid-interconnected systems. IEEE Transactions on Industry Applications, 50(2): 1225-1232.

Reznik, A. 2012. Analysis and Design of a Smart-inverter for Renewable Energy Interconnection to the Grid(Masters Dissertation, Colorado School of Mines).

101

Scott, N.C., Atkinson, D.J. & Morrell, J.E. 2002. Use of load control to regulate voltage on distribution networks with embedded generation. IEEE Transactions on Power Systems, 17(2): 510-515.

Smolenski, R., 20012. Conducted electromagnetic interface (EMI) in smart grid, London : springer.

Solero, L., Lidozzi, A. &Pomilio, J.A. 2005. Design of multiple-input power converter for hybrid vehicles. IEEE Transactions on Power Electronics, 20(5): 1007-1016.

Soomro, A.M., Khahro, S.F., Talpur, S., Xiaozhong, L. &Manzoor, F. 2014. Input-current and load voltage sharing in input-parallel output-series connected boost Half briGDe DC-DC converter using stable control scheme. TELKOMNIKA Indonesian Journal of Electrical Engineering, 12(5).

Tao, H., Kotsopoulos, A., Duarte, J.L. & Hendrix, M.A.M. 2006. Family of multiport bidirectional DC-DC converters. IEE Proceedings - Electric Power Applications, 153(3): 451.

Teodorescu, R., Liserre, M. & Rodriguez, P. 2011. Grid converters for photovoltaic and wind power systems. Oxford, United Kingdom: Wiley-Blackwell (an imprint of John Wiley & Sons Ltd).

Thèse Jean-François CANARD « impact de la génération d'énergie dispersée dans les réseaux de distribution », 2000

Thèse Marie-Cécile ALVAREZ-HERAULT, « architectures des réseaux de distribution du futur en présence de production décentralisée », Grenoble INP,

2009.

Tolbert, L.M., King, T.J., Ozpineci, B., Campbell, J.B., Muralidharan, G., Rizy, D.T., Sabau, A.S., Zhang, H., Xu, Y., Huq, H.F. & Liu, H. 2005. ORNL/TM-2005/230 POWER ELECTRONICS FOR DISTRIBUTED ENERGY SYSTEMS AND TRANSMISSION AND DISTRIBUTION APPLICATIONS. https://www.smartgrid.gov/files/Power_Electronics_for_Distributed_Energy_Syste ms_Transmissio_200508.pdf 15 January 2019.

102

Wai, R.J., Lin, C.Y., Liu, L.W. & Chang, Y.R. 2007. High-efficiency single-stage bidirectional converter with multi-input power sources. IET Electric Power Applications, 1(5): 763.

Wang, J., Peng, F.Z., Anderson, J., Joseph, A. &Buffenbarger, R. 2004. Low cost fuel cell converter system for residential power generation. IEEE Transactions on Power Electronics, 19(5): 1315-1322.

Wang, T.C.Y., Ye, Z., Sinha, G. & Yuan, X. Output filter design for a grid-interconnected three-phase inverter. , 2: 2-784. http://ieeexplore.ieee.org/stamp/stamp.jsp?tp=&arnumber=1218154 2 July 2018a.

Xu, H., Kong, L. & Wen, X. 2004. Fuel cell power system and high power DC-DC converter. IEEE Transactions on Power Electronics, 19(5): 1250-1255.

Yang, Y. 2014. Multi-input single-phase grid-connected Inverter for hybrid PV/wind power system. International Journal of Renewable and Sustainable Energy, 3(2): 35.

Yao, S., Bao, M., Hu, Y., Han, M., Hou, J. & Wan, L. 2013. An Integral Method to Improve PLL Performance under Unbalanced Electric Grid Conditions. Applied Mechanics and Materials, 347-350: 1318-1322.

Yazdani, A. & Iravani, R. 2010. Voltage-Sourced Converters in Power Systems. Hoboken: John Wiley & Sons.

103

ANNEXES

ANNEXE 1: Mode de connexion de tension au jeu de barre

Le circuit montre comment toutes les tensions de source ont été connectées de manière à ce qu'au moins une source de tension puisse être capable d'alimenter l'ensemble du circuit. Chaque tension de source est connectée à un convertisseur élévateur pour augmenter la tension à un minimum requis de 400V.

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ANNEXE 2 : La tension de source connectée à un convertisseur Boost (hacheur) pour fournir 800 V est nécessaire pour faire fonctionner tout le circuit.

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ANNEXE 3 : Circuit de l'onduleur avant l'intégration du contrôleur

Modèle Psim de l'onduleur connecté au réseau avant l'intégration du contrôleur

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ANNEXE 3 : Circuit complet simulé

Onduleur connecté au système de contrôle simulé à l'aide du logiciel Psim

ANNEXE 4 : PI Contrôle

L'algorithme de contrôle de courant utilisant le repère synchrone (dq) présenté ci-dessous est le modèle de contrôle utilisé pour l'onduleur connecté au réseau.

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